Bài giảng Điện tử công suất - Nghịch lưu độc lập - Trần Trọng Minh

28/08/2014 1 Ts. Trần Trọng Minh Bộ môn Tự đông hóa, Khoa Điện, ĐHBK Hà nội Hà nội, 9 - 2010 Khái niệm về nghịch lưu độc lập Các bộ nghịch lưu nguồn dòng, nguồn áp NLĐL nguồn dòng NLNA một pha, phương pháp điều chế PWM NLNA ba pha, PWM, SVM. 10/22/2010 2 28/08/2014 2 Chương 8 Nghịch lưu độc lập  VIII.1 Những vấn đề chung  VIII.1.1 Nghịch lưu độc lập là gì?  VIII.1.2 Phân loại và ứng dụng  VIII.1.3 Khái niệm về nguồn áp, nguồn dòng  VIII.2 Nghịch lưu độc lập nguồn dòng song song  VIII.2.1 Nghịch lưu độc lập nguồn dòng song song một pha  VIII.2.2 Nghịch lưu độc lập nguồn dòng song song ba pha  VIII.3 Nghịch lưu độc lập nguồn áp  VIII.3.1 Những vấn đề chính về nghịch lưu nguồn áp  VIII.3.2 VSI sơ đồ một pha nửa cầu (Half Bridge)  VIII.3.3 VSI sơ đồ cầu một pha (H Full Bridge)  VIII.3.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung (PWM)  VIII.3.5 Điều chế PWM dùng điều khiển số  VIII.3.6 Nhận xét chung về PWM.  VIII.3.7 Tính toán sơ đồ NLNA PWM. 10/22/2010 3 Chương 5 Nghịch lưu độc lập  VIII.3.8 Mô hình mô phỏng NLNA PWM  VIII.4 VSI ba pha  VIII.4.1 VSI ba pha sáu xung  VIII.4.2 VSI ba pha PWM  VIII.4.3 Điều chế PWM với thành phần thứ tự không ZSS-PWM  VIII.4.4 Các thông số cơ bản của PWM  VIII.5 Phương pháp điều chế vector không gian SVM.  VIII.5.1 Khái niệm về vector không gian  VIII.5.2 Cơ bản về SVM  VIII.5.3 Phương pháp điều chế với với to = t7 – SVPWM.  VIII.5.4 Quá điều chế.  VIII.5.5 Nhận xét chung về SVM. 10/22/2010 4 28/08/2014 3 VIII.1 Những vấn đề chung VIII.1.1 Nghịch lưu độc lập là gì  NLĐL: bộ biến đổi DC/AC, tần số và điện áp ra thay đổi được. 10/22/2010 5 Nghịch lưu, bộ biến  đổi DC/AC VIII.1 Những vấn đề chung VIII.1.1 Nghịch lưu độc lập là gì?  Tại sao lại cần đến BBĐ DC/AC?  Chỉ có nguồn là DC: ví dụ, khi nguồn duy nhất ta có là từ acquy.  Khi phụ tải AC yêu cầu nguồn cấp có các thông số như điện áp, tần số thay đổi trong dải rộng, khác xa các thông số của nguồn điện áp lưới.  Khi có yêu cầu về điều chỉnh cả tần số lẫn điện áp xoay chiều, ví dụ trong các hệ truyền động động cơ không đồng bộ hoặc động cơ đồng bộ.  Khi trong các bộ biến đổi công suất yêu cầu có tần số cao (Tần số cao sẽ làm cho các phần tử điện từ như MBA, các phần tử phản kháng như tụ điện, điện cảm có giá trị nhỏ).  Một số nguồn phát sơ cấp có đầu ra là một chiều hay được chuyển về dạng một chiều để tích trữ trong acquy: pin mặt trời (Photocell), pin nhiên liệu (Fuel cell), điện sức gió (Wind Turbine Generator),  Một số dạng năng lượng tích lũy dưới dạng acquy (Battery Energy Storage System – BESS).  Đầu cuối của hệ thống truyền tải điện một chiều HVDC. 10/22/2010 6 28/08/2014 4 VIII.1 Những vấn đề chung VIII.1.2 Phân loại và ứng dụng  Phân loại:  Dựa theo đặc tính của nguồn một chiều đầu vào:  Nghịch lưu nguồn dòng: Current Source Inverter – CSI,  Nghịch lưu nguồn áp: VIIIoltage Source Inverter – VSI,  Nghịch lưu nguồn Z, ZSI, trung gian giữa CSI và VSI.  Dựa theo các đặc điểm của phương pháp điều chỉnh điện áp và tần số đầu ra, phổ biến là nghịch lưu PWM.  Dựa theo đặc điểm của mạch tải: một lớp các nghịch lưu làm việc với tải là mạch vòng cộng hưởng LC, gọi là nghịch lưu cộng hưởng.  Ứng dụng: rất rộng rãi,  Trong lĩnh vực truyền động xoay chiều. Cùng với chỉnh lưu tạo nên các bộ biến tần.  Trong lĩnh vực xe chạy điện (Electric Vehicle – EV), hiện nay đã phát triển thành một xu hướng xe mới cho tương lai gần.  Thâm nhập vào hệ thống điều khiển trong hệ thống điện (FACTS và D-FACTS).  Các hệ thống cấp nguồn AC-DC-AC-DC thay cho các hệ AC-DC thông thường. 10/22/2010 7 VIII.1 Những vấn đề chung VIII.1.3 Khái niệm về nguồn áp, nguồn dòng  Nguồn dòng  Nguồn điện có dòng điện ra không đổi, không phụ thuộc vào tải và tính chất của tải.  Tạo ra bằng mắc nối tiếp nguồn DC với điện cảm đủ lớn,  Hoàn toàn có thể ngắn mạch, không được hở mạch.  Nguồn áp  Nguồn điện có điện áp ra không đổi, không phụ thuộc vào tải và tính chất của tải.  Tạo ra bằng mắc song song đầu ra nguồn DC với tụ điện đủ lớn,  Hoàn toàn có thể hở mạch, không được ngắn mạch. 10/22/2010 8 Cách tạo ra nguồn  dòng thực tế, dùng  mạch vòng dòng điện. 28/08/2014 5  Phối hợp nguồn với tải: nguồn áp, nguồn dòng.  Không thể nối song song hai nguồn áp với nhau vì dòng san bằng điện áp sẽ rất lớn.  Không thể nối nói tiếp hai nguồn dòng với nhau vì gây đột biến dòng.  Khái niệm về nguồn áp, nguồn dòng cũng áp dụng cho tải:  Song song với tụ - nguồn áp;  Nối tiếp với cuộn cảm – nguồn dòng.  BBĐ là khâu không quán tính:  Nếu đầu vào là nguồn áp thì đầu ra là nguồn dòng và ngược lại. 10/22/2010 9 VIII.1 Những vấn đề chung VIII.1.3 Khái niệm về nguồn áp, nguồn dòng Nguồn áp Nguồn dòng VIII.2 Nghịch lưu nguồn dòng VIII.2.1 Nghịch lưu nguồn dòng song song một pha  Sơ đồ dùng thyristor V1, , V4.  Nguồn đầu vào có điện cảm L giá trị lớn, tạo nên nguồn dòng.  Tụ C song song với tải, tạo khả năng chuyển mạch.  (V1, V2) và (V3, V4) mở trong mỗi nửa chu kỳ.  Đồ thị dạng dòng điện, điện áp 10/22/2010 10   góc chuyển mạch, tr, (tr thời gian  phục hồi) Tụ chuyển  mạch Dòng NL  dạng xung  chữ nhật 28/08/2014 6 VIII.2 Nghịch lưu nguồn dòng VIII.2.1 Nghịch lưu nguồn dòng song song một pha  Phân tích sơ đồ bằng phương pháp gần đúng sóng hài bậc nhất:  Chỉ xét đến thành phần sóng hài bậc nhất của dòng điện và điện áp.  Có thể biểu diễn các đại lượng bằng biểu đồ vector.  Điều kiện để sơ đồ hoạt động được là dòng tải phải mang tính dung, vượt trước điện áp. Góc vượt trước này chính là góc khóa của van.  Đồ thị vector 10/22/2010 11 Công suất phản kháng trên tụ C  phải đủ để bù hết công suất phản  kháng của tải, dôi ra một phần để  tạo góc vượt trước  (góc chuyển  mạch)  t  C L CC L C L R R C t I I UI I Q Qtg I I U P      C t tQ Q Ptg  VIII.2 Nghịch lưu nguồn dòng VIII.2.2 Nghịch lưu nguồn dòng song song ba pha  VIII.2.2 Nghịch lưu nguồn dòng song song một pha, có điôt cách ly. Điôt có tác dụng cách ly mạch chuyển mạch khỏi mạch tải.  Phương án tương tự cũng có ở NL ba pha.  NLND ba pha 10/22/2010 12 60 120 180 240 300 360       28/08/2014 7 VIII.3 Nghịch lưu nguồn áp một pha VIII.3.1 Những vấn đề chung về NLNA  Nhược điểm của NLND:  Điện áp ra phụ thuộc vào tải, vì vậy rất khó phù hợp với các phụ tải thông thường. Thiết bị điện thường được sản xuất cho các cấp điện áp tiêu chuẩn nên không thể hoạt động khi điện áp biến động mạnh.  NLND chỉ được thiết kế cho một phụ tải cụ thể, có thể có công suất lớn hoặc rất lớn.  NLNA có thể được chế tạo dùng cho một lớp rộng rãi các phụ tải.  NLNA đảm bảo điện áp ra có dạng không đổi, đáp ứng cho các phụ tải sản xuất hàng loạt.  NLNA xây dựng chủ yếu trên MOSFET và IGBT, mạch lực được chế tạo chuẩn, tạo thành các modul, dễ sử dụng. 10/22/2010 13  Van V1, V2 ON/OFF ngược nhau,  D1, D2 điôt ngược, dẫn dòng tự do về tụ DC,  Điện áp trên tải: VOC = +/- VDC.  Mô hình tải Ls, Rs, Es (Es có thể là DC hay AC) đại diện cho nhiều trường hợp: động cơ, nguồn dòng AC điều khiển được, chỉnh lưu tích cực. S.đ.đ Es thể hiện chính là phụ tải, nơi điện năng biến đổi thành dạng năng lượng khác.  Có thể điều khiển dòng Io theo hình dạng bất kỳ.  Sơ đồ  Giới hạn: VOC chỉ từ -VDC đến + VDC  dIo/dt <VDC/Ls 10/22/2010 14 VIII.3 Nghịch lưu nguồn áp một pha VIII.3.2 Sơ đồ NL nửa cầu (Half bridge) Inverter bị bão hòa 28/08/2014 8 VIII.3 Nghịch lưu nguồn áp một pha VIII.3.3 Nghịch lưu nguồn áp cầu một pha (H Full Bridge)  V1, V2, V3, V4 van đ/k hoàn toàn, như BJT, MOSFET, IGBT.  D1, , D4 các điôt ngược.  Tụ C đầu vào có giá trị đủ lớn.  Điều khiển:  0  T/2 mở (V1, V2),  T/2  T mở (V3, V4).  Điện áp trên tải có dạng +/-E.  Đồ thị dạng dòng điện, điện áp. 10/22/2010 15 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.1 Nguyên lý PWM  Vấn đề đặt ra đối với NLNA:  1. Làm thế nào để có thể điều chỉnh được điện áp cũng như tần số của điện áp ra?  2. Dạng điện áp ra dạng xung chữ nhật, nếu phân tích ra chuỗi Fourier chứa nhiều thành phần sóng hài bậc cao.  Làm thế nào để giảm được sóng hài bậc cao?  Dùng mạch lọc. Tuy nhiên tác dụng của lọc phụ thuộc tải.  Đồ thị dạng dòng điện, điện áp. 10/22/2010 16   1 sin 2 14( ) 2 1k k tEu t k       28/08/2014 9  Điều chế PWM: điều khiển ở mức thấp nhất.  Sơ đồ  c(t) răng cưa, gọi là sóng mang; cPK biên độ răng cưa;  m(t) tín hiệu chuẩn mong muốn, gọi là sóng điều chế;  Ts chu kỳ điều chế, còn gọi là chu kỳ trích mẫu. 10/22/2010 17 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.1 Nguyên lý PWM cho NLNA PK s s m c dT T   Trong mỗi chu kỳ đóng cắt điện áp đầu ra có giá trị trung bình, gọi là trung bình trượt:  Giá trị trung bình của điện áp đầu ra nghịch lưu PWM:  Từ sơ đồ mạch điện tương đương có thể thấy quan hệ hàm truyền đạt giữa điện áp ra nghịch lưu và dòng đầu ra là mạch lọc tần thấp bậc nhất.  Đồ thị  Trong mỗi chu kỳ Ts điện áp ra VOC sẽ phản ứng lập tức với tín hiệu mong muốn ngay trong chu kỳ điều chế.  Nếu hằng số thời gian Ls/Rs >> Tsdòng điện sẽ uốn theo dạng của tín hiệu m(t). 10/22/2010 18 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.1 Nguyên lý PWM cho NLNA    1 st T s t v t v d T                1 1 2 1 OC DC s DC s s DC V t V T d t V T d t T V d t        28/08/2014 10  Bộ điều khiển số PWM, thường có trong các vi điều khiển hiện đại:  Đồ thị dạng sóng: 10/22/2010 19 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.2 Điều chế PWM dùng điều khiển số cho NLNA  Uniformly sampled with single update mode (Khác analog naturally sampled PWM). Chế độ trích mẫu đều (Khác với trích mẫu tức thời).  1. Trailing edge modulation, (Hình b). Bộ điều chế sườn sau.  2. Leading edge modulation, (Hình c). Bộ điều chế sườn trước  3. Triangular carrier modulation, (Hình d). Bộ điều chế sóng mang đối xứng. 10/22/2010 20 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.2 Điều chế PWM dùng điều khiển số cho NLNA Tín hiệu điều khiển  update ở đầu mỗi  chu kỳ điều chế 28/08/2014 11  Uniformly double update. Trích mẫu hai lần, nguyên lý thực hiện:  Mô hình: 10/22/2010 21 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.2 Điều chế PWM dùng điều khiển số cho NLNA Tín hiệu điều khiển  update ở đầu và  giữa mỗi chu kỳ  điều chế  Các chỉ số đánh giá hiệu năng của PWM  1. Hệ số điều chế, tỷ số giữa biên độ sóng điều chế m(t) so với biên độ sóng răng cưa:  2. Hệ số méo tổng:  THD chính là tỷ số giữa tổng giá trị hiệu dụng của các thành phần sóng hài bậc cao so với giá trị hiệu dụng của sóng cơ bản ra mong muốn.  3. Hệ số tần số: kf = fs/f1 , tỷ số giữa tần số của sóng mang so với tần số sóng ra mong muốn.  Thông thường để có hệ số méo tổng THD trong phạm vi cho phép cần có kf 20. VIIIới công suất lớn fs cỡ 2 – 4 kHz, trong khi đó ở dải công suất nhỏ hơn thường phải chọn fs từ 10 - 20 kHz.  Điều này cũng là vì để đảm bảo độ đập mạch dòng ra trong phạm vi cho phép thì với dòng càng nhỏ điện cảm Ls càng phải lớn. Tuy nhiên nếu Ls lớn thì sụt áp ở tần số cơ bản cũng lớn. Để thỏa hiệp, do đó phải chọn fs lớn. 10/22/2010 22 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.3 Các chỉ số đánh giá PWM ; 0 1rm cm U U     2 2 2 2,3,... 1 2 1 1 k k o U U U THD U U     28/08/2014 12  Việc tính toán thường dựa trên các số liệu ban đầu:  Giá trị điện áp hình sin ra mong muốn Uo (VIII) và tần số sóng cơ bản f1 (Hz).  Công suất hoặc dòng đầu ra mong muốn Po (W), Io (A), hệ số công suất của tải cos. Thông thường hệ số công suất cỡ 0,8.  Ví dụ tính toán:  Các bước và các thông số cần tính toán:  1. Điện áp một chiều yêu cầu: UDC (V).  Với PWM trong dải làm việc tuyến tính,   1, giá trị biên độ điện áp đầu ra có thể đạt lớn nhất là UDC, khi tần số đóng cắt fs coi là vô cùng lớn. Để dự phòng điện áp một chiều thay đổi trong phạm vi +/-10% cần chọn max = 0,9.  Vậy: UDC = Uom/0,9 = 311/0,9 = 346 V.  Trong mạch thường có mạch lọc LC để tạo điện áp ra hình sin. Dự phòng sụt áp trên cuộn cảm lọc Ls cỡ 10% điện áp ra nên phải chọn UDC = 1,1.346 = 380 V. 10/22/2010 23 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.4 Tính toán các thông số cho NLNA PWM 1220 2 311( ); 50 ; 1 ;cos 0,8om oU V f Hz P kW       2. Tính toán biên dộ dòng đầu ra yêu cầu: Iom (A).  Công suất toàn phần của tải So = Po/ cos = 1000/0,8 = 1250 (VA);  Dòng tải yêu cầu: Io = So/Uo = 1250/220 = 5,68 (A).  Biên độ của dòng tải Iom = Io.sqrt(2) = 5,68*1,4142 = 8 (A).  3. Chọn tần số đóng cắt: fs (Hz),  VIIIới công suất nhỏ chọn tần số đóng cắt fs = 20 kHz, Ts = 0,5.10-4 (s).  4. Tính toán dòng trung bình qua van và điôt: IVIII, ID (A)  Dòng trung bình qua van:  IV = 2,29 A.  Dòng trung bình qua điôt:  ID = 0,26 A.  5. Xác định dòng đỉnh lớn nhất qua van và điôt. 10/22/2010 24 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.4 Tính toán các thông số cho NLNA PWM  1 1 cossin2 2V om omI I d I            0 1 1 cossin2 2D om omI I d I         28/08/2014 13  5. Xác định dòng đỉnh lớn nhất qua van và điôt.  Dòng tải thể hiện chính là giá trị dòng trung bình đầu ra nghịch lưu trong mỗi chu kỳ cắt mẫu. Vì vậy chỉ cần xác định độ đập mạch lớn nhất của dòng Io(t).  Bỏ qua ảnh hưởng của Rs đối với độ đập mạch dòng tải, ta có:  Trong NLNA PWM . Dòng điện có độ đập mạch lớn nhất khi hệ số lấp đầy xung (Duty ratio) là d = 0,5. Do đó:  6. Xác định giá trị điện cảm Ls.  Lấy sụt áp tại tần số cơ bản bằng 10%Uo.(Đối với công suất nhỏ).  ULs = Io.XLs = 0,1.Uo = 0,1.220 = 22(V)  XLs = 22/5,68 = 3,8732()  Ls = 12 (mH);  Độ đập mạch dòng tải bằng: Io,max = 380.0,5.10-4/(2.12.10-3)= 0,79 A.  So với biên độ dòng điện thì độ đập mạch bằng IL 100% = 0,79/8 = 20 %. Đây có thể coi là giá trị chấp nhận được. 10/22/2010 25 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.4 Tính toán các thông số cho NLNA PWM    os odi tL u tdt   ,max 2o DCU U  ,max ,max / 24 os o DC s s s UTI U T L L      7. Tính toán tụ C của mạch lọc LC.  Trong NL PWM điện áp ra chủ yếu là sóng cơ bản. Các thành phần sóng hài bậc cao xuất hiện ở chung quang tần số đóng cắt fs, cụ thể là h.fs +/- l.f1, trong đó h = 1, 2, ., l = 1, 2, Những tần số sóng hài thấp nhất là fs – f1, fs -2.f1, Tuy nhiên do fs >> f1 nên các sóng hài này chủ yếu tập trung ở quanh fs, nghĩa là rất xa so với f1. Điều này làm đơn giản việc tính toán mạch lọc LC ở đầu ra nghịch lưu rất nhiều.  Chọn tần số cắt của mạch lọc tần số thấp LC sao cho:  Không cần để ý đến điều kiện tránh cộng hưởng ở các sóng hài có thể có trên sóng điện áp ra.  Chọn CL = 0,1s  CL = 12,5664.103 (rad/s) . VIIIậy:  Có thể chọn trị số tụ C lớn hơn, ví dụ 1F.  Để đảm bảo tần số cắt CL giá trị tụ phải chọn lớn hơn để bù vào công suất phản kháng của tải. 10/22/2010 26 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.4 Tính toán các thông số cho NLNA PWM 1 2LC s sfLC       22 3 3 1 1 1 1 0,5312.10 12,5664.10CL C F L     28/08/2014 14  8. Bù công suất phản kháng của tải:  Nếu bù bằng tụ C thì phải có QC = QL;  So với giá trị tụ C tính ở mục (7) thấy rằng có thể chọn tụ C=50F là phù hợp.  9. Cần kiểm tra lại điều kiện ở tần số cơ bản XC >> XL:  Nếu không sẽ tạo nên phân áp giữa XC và XL, không thể đạt được điện áp 220 V ở đầu ra.  Thực sự là XC >> XL .  10. Kiểm tra lại số liệu tính toán của sơ đồ bằng mô hình mô phỏng.  Đây là phương pháp rất hiệu quả để kiểm chứng các tính toán từ mục (1) đến (9) trên đây. 10/22/2010 27 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.4 Tính toán các thông số cho NLNA PWM  2 2750 49,352. .50.220CC QC F U     2 2 2 21250 1000 750( )VarL o oQ S P     2 2C C C C UQ CU X     3 6 2. .50.12.10 3,768 ; 1/ 2. .50.50.10 63,7 L C X X            11. Tính toán tụ C của mạch một chiều.  Tụ C trong mạch một chiều dóng vai trò là tụ lọc của mạch chỉnh lưu phía trước, vừa đóng vai trò tiếp nhận công suất phản kháng từ mạch nghịch lưu do các điôt ngược đưa về. Vậy giá trị của tụ là giá trị nào cần lớn hơn.  Trường hợp nặng nề nhất là dòng tải ở giá trị biên độ, hệ số d = 0,5 (tương ứng khi tải thuần cảm, điện áp điều chế qua không), khi đó:  Thường chọn UC = 0,050,1UDC. Có thể tính được:  Tụ C tính được có giá trị khá nhỏ, chứng tỏ ưu việt của PWM. Trong trường hợp này tụ một chiều C sẽ được xác định chủ yếu từ điều kiện san bằng điện áp đầu ra chỉnh lưu. 10/22/2010 28 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.4 Tính toán các thông số cho NLNA PWM x C C tU I C    ,max/ 2;x s C ot T I I     638 10,53.10 102 2.20.10 .0,05.380Cs C IC F f U     28/08/2014 15 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.5 Mô phỏng sơ đồ NLNA PWM  Mô hình Trên MATLAB 10/22/2010 29 Sơ đồ 1, nửa cầu Sơ đồ 2, Cầu một pha VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.5 Mô phỏng sơ đồ NLNA PWM  Kết quả ở mô hình 1, sơ đồ nửa cầu (m=0,8; UDC=200V)  Tần số điều chế chọn thấp 1 kHz để minh họa rõ hơn độ đập mạch của dòng tải.  Dòng đập mạch lớn nhất ở thời điểm điện áp điều chế m(t) qua 0 (khi d=0,5). Nếu lúc bấy giờ dòng đạt giá trị biên độ (tải gần thuần cảm) thì chu kỳ điều chế này xác định dòng đỉnh lớn nhất (Trường hợp xấu nhất).  Đây là cơ sở tính toán dòng đỉnh qua van và điôt ở mục (5), phần VIII.3.7.  Đồ thị dòng, áp ra NL. 10/22/2010 30 28/08/2014 16 VIII.4 Phương pháp điều chế PWM VIII.4.5 Mô phỏng sơ đồ NLNA PWM  Kết quả ở mô hình 2, sơ đồ cầu một pha. Tham số tính toán theo phần 3.7.  Tần số điều chế 20 kHz.  Mạch lọc LC tính toán theo:  1. Cuộn cảm L đảm bảo độ đập mạch dòng tải trong phạm vi 20%.  Tần số cắt của mạch lọc bằng 1/10 tần số fs.  Tụ lọc C tính theo tần số cắt của mạch lọc và hiệu chỉnh để bù công suất phản kháng của tải.  L = 12 mH, C = 50 uF.  Đồ thị dòng, áp đầu ra. 10/22/2010 31  VSI ba pha có thể coi gồm ba nhánh van nửa cầu (V1, V4), (V3, V6), (V5, V2). Các van trên cùng nhánh cầu không bao giờ được mở cùng nhau.  Tải phía xoay chiều nối giữa các điểm ra của nửa cầu nên không cần đến điểm giữa ở phía một chiều như sơ đồ nửa cầu thông thường.  Để sử dụng các kết quả về PWM của sơ đồ nửa cầu cho sơ đồ cầu ba pha ta vẫn sử dụng mạch điện tương đương cầu ba pha như ba nửa cầu, với điểm giữa phía DC.  VSI cầu ba pha  Cầu ba pha = 3 nửa cầu. 10/22/2010 32 VIII.5 Nghịch lưu nguồn áp cầu ba pha VIII.5.1 Sơ đồ cầu ba pha 1 2 DCU 1 2 DCU 28/08/2014 17  Dạng điện áp ra 6 xung của VSI cầu ba pha.  uAn, uBn, uCn là ba điện áp ra của sơ đồ nửa cầu (+/-UDC/2), lệch pha nhau 120.  uZn=1/3.(uAn+ uBn+ uCn ); uZn có dạng xung chữ nhật, tần số 3f, biên độ +/-1/6UDC.  uA=uAn-uZn ; uB=uBn-uZn ; uC=uCn-uZn;  uAB=uAn-uBn ; uBC=uBn-uCn ; uCA=uCn-uAn.  Sóng hài cơ bản điện áp pha đầu ra: 10/22/2010 33 VIII.5 Nghịch lưu nguồn áp cầu ba pha Phương pháp điều khiển cơ bản 2DCU 2 DCU 2 DCU 2 DCU 3 DCU 2 DCU 2 DCU        2 2 3 DCU 6 DCU (1) 6 /3 2 /3 0 /3 2 /3 1 sin 2 1 2 1sin sin sin3 3 3 2 s DC DC U u d U d d d U                               SPWM (sinusoidal PWM) cho cầu ba pha được thực hiện cho ba sơ đồ nửa cầu: với ba sin chuẩn, cùng một hệ thống điện áp răng cưa (Carrier based – PWM).  Hệ số điều chế: m = mref/ms , biên độ sóng sin chuẩn trên biên độ răng cưa. Trong dải điều chế tuyến tính điện áp ra hình sin, yêu cầu 0  m  1.  Các tiêu chuẩn đánh giá:  M = U1m/U1m,6s biên độ sóng hài bậc nhất so với sóng bậc nhất của dạng điện áp ra 6 xung.  0  M  0,785. 10/22/2010 34 VIII.5.2 Điều chế PWM cho nghịch lưu cầu ba pha Sơ đồ điều khiển SPWM       Sơ đồ nguyên lý thực hiện CB‐ PWM 28/08/2014 18  Mẫu xung điều khiển trong PWM với răng cưa đối xứng:  Mẫu xung cho thấy dạng tối ưu về chuyển mạch, mỗi lần chỉ có một pha phải đóng cắt.  Trạng thái van cho ra điện áp bằng 0 (ứng với vector không trong SVM) phân bố đối xứng ở hai đầu và giữa chu kỳ Ts. 10/22/2010 35 VIII.5.2 Điều chế PWM cho nghịch lưu cầu ba pha Sơ đồ điều khiển SPWM  Với điều chế điện áp ra hình sin theo mạch điện tương đương với sơ đồ nửa cầu điện áp ra trên mỗi pha đầu ra chỉ thay đổi giữa +/- UDC/2, là biên độ lớn nhất của điện áp ra. Chính vì vậy theo SPWM hệ số điều chế lớn nhất chỉ là Mmax= (UDC/2)/ (2/.UDC )= /4=0,785 (m=1).  Thực ra với sơ đồ cầu không cần điểm giữa của mạch DC và điện áp ra là +UDC và –UDC. Điều này nghĩa là biên độ điện áp sóng sin cơ bản điều chế ra nghịch lưu có thể lớn hơn, ít nhất là đến 2/.UDC như ở dạng điện áp ra 6 xung.  Phương pháp điều chế có thành phần thứ tự 0 (Zero Sequence Signal PWM – ZSS PWM) dựa trên cơ sở là trong hệ thống ba pha cân bằng thành phần thứ tự không có trở kháng vô cùng lớn. Điều này nghĩa là nếu trong dạng sóng chuẩn mong muốn có thành phần sóng hài bậc 3 thì thành phần này không thể xuất hiện ở dạng sóng điện áp ra. Thành phần sóng hài bậc 3 trên mỗi pha thể hiện trên thế của điểm trung tính tải, uZn . Nếu uZn có sóng hài bậc 3 thì điện áp ra cũng không bị ảnh hưởng gì. 10/22/2010 36 VIII.5.3 Điều chế PWM với thành phần thứ tự không Khái niệm về ZSS-PWM 28/08/2014 19  Nếu thêm vào thành phần sóng hài bậc 3 trên dạng điện áp sóng sin chuẩn, có thể mở rộng được dải thay đổi của biên độ sóng hài bậc nhất điện áp ra mà không ảnh hưởng gì đến dải điều chế tuyến tính của VSI ba pha.  Sóng bậc 3 thêm vào có thể có dạng sin, tam giác, hoặc chữ nhật.  Biên độ sóng bậc 3 hình sin bằng ¼ biên độ sóng ra mong muốn cơ bản tương ứng với hệ số sóng hài dòng điện ra nhỏ nhất.  Sóng bậc 3 bằng 1/6 sóng cơ bản thì dải điều chế tuyến tính được mở rộng ra đến lớn nhất đến . Hệ số điều chế mmax mở rộng đến 1,154, tức là tăng thêm được 15,4%.  Hệ số mmax mở rộng được đến giá trị nào mà dạng sóng điều chế thu được mref còn nhỏ hơn hoặc bằng 1, nghĩa là vẫn trong vùng tuyến tính đối với tín hiệu răng cưa. 10/22/2010 37 VIII.5.3 Điều chế PWM với thành phần thứ tự không Khái niệm về ZSS-PWM max / 2 3 0,907M    Minh họa phương pháp tạo tín hiệu điều khiển trong điều chế với thành phần thứ tự 0. Hai dạng tín hiệu sóng bậc ba được dùng:  - Sóng bậc 3 hình sin (biên độ ¼ hoặc 1/6 biên độ sóng cơ bản).  - Sóng bậc 3 hình tam giác. Tương đương với điều chế vector không gian SVPWM.  Đồ thị dạng tín hiệu điều chế ZZS PWM. 10/22/2010 38 VIII.5.3 Điều chế PWM với thành phần thứ tự không Dạng tín hiệu chủ đạo trong ZSS-PWM m=1,154. 28/08/2014 20 VIII.5.3 Điều chế PWM với thành phần thứ tự không Dạng tín hiệu chủ đạo trong ZSS-PWM  Đồ thị dạng tín hiệu điều chế ZZS PWM.  Có thể thấy các tín hiệu điều chế sin mong muốn có dạng méo lẫn sóng hài bậc ba 10/22/2010 39 VIII.5.3 Điều chế PWM với thành phần thứ tự không Dạng tín hiệu chủ đạo trong ZSS-PWM  Đồ thị dạng xung của bộ điều chế ZZS PWM. 10/22/2010 40 28/08/2014 21 Thông số Ký hiệu Định nghĩa Giải thích 1. Hệ số điều chế, sử dụng hai loại hệ số điều chế: - Biên độ sóng ra bậc nhất so với dạng áp ra 6 xung. M Đối với SPWM điện áp ra hình sin - Tỷ số biên độ sóng sin điều chế so với biên độ sóng răng cưa. m Trong dải điều chế tuyến tính SPWM 2. Dải điều chỉnh tuyến tính lớn nhất Mmax mmax 0 0,907 0 1,154 Phụ thuộc dạng tín hiệu điều chế chủ đạo ZSS-PWM 3. Quá điều chế M > Mmax m > mmax Dải điều chế phi tuyến (điện áp ra méo dạng) 10/22/2010 41 VIII.5.4 Các thông số cơ bản của PWM cầu ba pha   1 1 ,6 1 2 / m m s m DC UM U U U   ,m ref mc U m U  0 0,785M  0 1m   / 4 0,785  Thông số Ký hiệu Định nghĩa Giải thích 4. Tỷ số giữa tần số điều chế so với tần số cơ bản mf mf = fs/f1 mf là số nguyên là tốt nhất, mf >20. 5. Tần số đóng cắt fs fs=1/Ts Ts là chu kỳ điều chế 6. Hệ số méo phi tuyến THD THD%=Ih/Is1* 100 Dùng cho dòng điện và điện áp. 7. Hệ số méo dòng điện d Ih/Ih,6s Không phụ thuộc trở kháng tải. 10/22/2010 42 VIII.5.4 Các thông số cơ bản của PWM cầu ba pha 28/08/2014 22  Một hệ thống điện áp, dòng điện ba pha bất kỳ X = (XA, XB, XC), nếu thỏa mãn , Qua phép biến đổi Clark trở thành một vector: Trong đó:  Biểu diễn trên trục tọa độ vector trở thành:  Biểu diễn dưới dạng ma trận:  Nếu:  Vector trở thành vetor quay: 10/22/2010 43 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian - SVM VIII.6.1 Khái niệm về vector không gian – Space vector 0a b cX X X    223 A B Cu au a u  u 2 3 1 3 2 2 j a e j          1 23 1 3 A B C B C u u u u u u u            1 1 112 2 2 3 3 30 2 2 . T A B C T A B C u u u u u T u u u                    cos 2cos - 3 2cos 3 m A m B m C u U t u U t u U t                  j tmU e u u u  1. State switch: trạng thái của van. Trong bộ biến đổi trạng thái được phép của van được xác định trong các điều kiện:  Không làm ngắn mạch nguồn áp;  Không làm hở mạch nguồn dòng.  2. State vector: vector trạng thái. Ứng với mỗi trạng thái của van xác định được giá trị của vector không gian điện áp ra. Tính chất:  Vector trạng thái có độ dài và hướng cố định trên mặt phẳng.  Các vector trạng thái chia mặt phẳng thành những phần đều nhau, gọi là các sector.  3. Vector điện áp ra mong muốn có thể biểu diễn dưới dạng hệ tọa độ cực:  Hoặc tọa độ thành phần:  4. Tổng hợp vector mong muốn từ các vector trạng thái. Trong mỗi góc điều chế với Ts là chu kỳ điều chế, vector mong muốn được tổng hợp từ hai vector trạng thái:  Thông thường vector trạng thái là hai vector biên của sector. 10/22/2010 44 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian - SVM VIII.6.2 Cơ bản về SVM m j ref refU e u ,ref u u    u k sT   1 22 sT t t r 1 2u U U 28/08/2014 23 No Van dẫn uA uB uC U0 V2, V4, V6 0 0 0 0 U1 V6, V1, V2 2/3UDC -1/3UDC -1/3UDC U2 V1, V2, V3 1/3UDC 1/3UDC -2/3UDC U3 V2, V3, V4 -1/3UDC 2/3UDC -1/3UDC U4 V3, V4, V5 -2/3UDC 1/3UDC 1/3UDC U5 V4, V5, V6 -1/3UDC -1/3UDC 2/3UDC U6 V5, V6, V1 1/3UDC -2/3UDC 1/3UDC U7 V1, V3, V5 0 0 0 0 10/22/2010 45 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian - SVM VIII.6.2 Bảng các vector chuẩn của SVM u 02 3 j DCU e  32 3 j DCU e  2 32 3 j DCU e  2 3 j DCU e  2 32 3 j DCU e  32 3 j DCU e   Các vector trạng thái được biểu diễn trên mặt phẳng tọa độ 0.  Đầu mút các vector là đỉnh một lục giác đều.  Vector chia mặt phẳng thành 6 góc bằng nhau, gọi là các sector, đánh số từ I, II đến VI.  Hai vector không V0, V7 nằm ở gốc tọa độ. 10/22/2010 46 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian – SVM VIII.6.2 Biểu diễn các vector trạng thái trên mặt phẳng 0 28/08/2014 24  Giả sử vector điện áp ra nằm trong sector I. Biểu diễn vector uo qua hai vector biên:  Trong đó:  Độ dài các vector:  Độ dài các vector:   là góc pha của vector điện áp đầu ra, tính trong góc phần sáu:  Tính được thời gian sử dụng các vector biên:  Gọi m=Uo/Ui, trong đó 0 m 1, là hệ số điều chế, có thể tính được thời gian:  Trong vùng điều chế tuyến tính tp+tt  Ts  Trong khoảng thời gian còn lại áp dụng vector không to = Ts – (tp+tt). 10/22/2010 47 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian – SVM VIII.6.3 Tổng hợp vector điện áp ra ou u up t  2 sin ;33 2 sin .3 p t u u u u          ; .p 1 t 2u u u up t s s t t T T   2 2sin ; sin .33 3 o o p s t s i i U Ut T t T U U         1 2 2 3u u iU E   u oU 2 2sin ; sin .33 3p s t st T q t T q         ; 0,1,2,3,4,53uo k k       Thời gian t1, t2 thể hiện là thời gian sử dụng các vector tích cực. Thời gian còn lại t0/2=Ts/2-(t1+t2) áp dụng vector 0, V0 hoặc V7.  Các cách sắp xếp và sử dụng vector không là tự do vì không ảnh hưởng đến giá trị vector mong muốn. Cách dùng vector không là tùy theo mục tiêu muốn đạt được:  Giảm thiểu méo điện áp,  Giảm đến tối thiểu số lần chuyển mạch của van, tức là giảm tổn thất trên van. Không phải lúc nào giảm méo điện áp cũng là mục tiêu cao nhất, khi đó có thể áp dụng giảm tốn thất.  1. Sine wave SVM, gọi là SVPWM - SVM with Symmetrical Placement of Zero VIIIectors.  Đặt V0, V7 đối xứng quang nửa chu kỳ điều chế Ts. Ví dụ trong sector I dùng các vector:  V0 – V1 – V2 – V7 – V7 – V2 – V1 – V0.  2. Giảm tốn thất, gọi là Discontinuous pulse width modulation - DPWM.  Trong một chu kỳ Ts chỉ dùng vector không một lần (V0 hoặc V7), như vậy giảm được hai lần chuyển mạch. 10/22/2010 48 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian – SVM VIII.6.3 Tổng hợp vector điện áp ra 28/08/2014 25  Các giới hạn của SVM điện áp ra hình sin trên mỗi nhánh nửa cầu.  1.  Điện áp ra sin. Quỹ đạo vector tròn. Chế độ điều chế này tương đương với PWM trong vùng tuyến tính, điện áp ra hình sin, gọi là SPWM.  2.  Một pha bị giới hạn biên độ tại UDC/2. Điện áp ra bị méo. Quỹ đạo vector đi theo đường lục giác, nét chấm.  3.  Hai pha bị giới hạn biên độ tại UDC/2. Điện áp bị méo.  Đồ thị giới hạn của Sine wave SVM. 10/22/2010 49 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian – SVM VIII.6.3 Các giới hạn của SVM 2 3 DC DC r U U u 0 2 DC r U u 3 DC r U  u  Đây là SVM tương đương với PWM có điều chế thứ tự không, với U3f có dạng tam giác cân.  Đồ thị dạng điện áp điều chế 10/22/2010 50 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian – SVM VIII.6.3 Phương pháp SVPWM với t0 = t7  0 7 1 212 st t T t t        1 2 3 1 cos3 2 22 sin0 1 rm s DC tt UT t U t                           1 2 1 2 1 2 2 ;2 2 ;2 2 .2 DC An s DC Bn s DC Cn s UU t t T UU t t T UU t t T         3 cos ;2 6 3 sin ;2 6 3 cos .2 6 An rm Bn rm Cn An rm U U t U U t U U U t                       13Zn An Bn CnU U U U   ; ; . A An zn B Bn zn C Cn zn U U U U U U U U U       28/08/2014 26  Các giới hạn của SVPWM  Khi điện áp ra trên các pha tải luôn có dạng sin hoàn toàn.  Khi các điện áp ra uAn, uBn,uCn sẽ bị giới hạn bởi +/-UDC/2.  Vectơ không gian điện áp ra bị giới hạn trong hình lục giác có đỉnh là các vectơ biên.  Dạng điện áp biến điệu uAn, uBn, uCn, uZn và điện áp trên các pha tải uA, uB, uC với UDC = 300 V, Urm = 173 V. 10/22/2010 51 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian – SVM VIII.6.3 Các giới hạn của SVPWM  1/ 3rm DCU U  1/ 3rm DCU U  Các giới hạn của SVPWM  Vectơ điện áp ra chỉ còn bị hạn chế bởi hình lục giác có đỉnh là các vectơ biên chuẩn.  Vectơ không gian điện áp ra với UDC = 300 V, Urm = 200 V.  Dạng điện áp biến điệu uAn, uBn, uCn, uZn và điện áp trên các pha tải uA, uB, uC với UDC = 300 V, Urm = 200 V. 10/22/2010 52 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian – SVM VIII.6.3 Các giới hạn của SVPWM 28/08/2014 27  Phép điều chế mà vectơ điện áp ra vượt quá gọi là quá điều chế. (Overmodulation).  Dạng điện áp biến điệu uAn, uBn, uCn, uZn và điện áp trên các pha tải uA, uB, uC với UDC = 300 V, Urm = 200 V. 10/22/2010 53 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian – SVM VIII.6.4 Quá điều chế SVPWM  1/ 3 dU  SVM là phương pháp dùng số hoàn toàn. Thuật toán đơn giản, dễ ứng dụng trên vi xử lý.  Mở rộng được phạm vi điều chế so với PWM.  Có thể thực hiện quá điều chế mà không phải thay đổi nhiều trong thuật toán.  Là phương pháp có thể mở rộng cho các nghịch lưu phức tạp hơn như sơ đồ 3 pha – 4 dây, các sơ đồ nghịch lưu đa cấp, ngay cả cho các nghịch lưu một pha.  Sơ đồ cấu trúc thực hiện SVM. 10/22/2010 54 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian – SVM VIII.6.5 Thuật toán ứng dụng SVM 28/08/2014 28  Vector điện áp đầu ra mong muốn:  Xác định vector điện áp ra nằm ở sector nào:  Các sector được chia ra bởi ba đường thẳng:  Bảng:  Đặt:  Lưu đồ thuật toán xác định sector 10/22/2010 55 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian – SVM VIII.6.5 Thuật toán ứng dụng SVM  u ,u u  1 2 3 : 0, : 3 , . : 3 y u y u u y u u           Sector I Sector II Sector III Sector IV Sector V Sector VI 0u  0 3 u u u      3 3 u u u u         0 3 u u u       0u  0 3 u u u      3 3 u u u u         0 3 u u u       * 0u  *u u  *u u   *u u  *u u   * / 3u u   Tính toán hệ số điều chế:  Chuẩn hóa độ dài các vector trạng thái: Ui=2/3UDC  Biểu diễn các vector, ví dụ:  Tính toán: u = d1u1 + d2u2,  Giải ra với d1, d2:  Trong các sector khác chỉ có ma trận M thay đổi, như trong bảng dưới đây.  Hàng dưới cùng chỉ mẫu xung cần áp dụng. Ví dụ trong sector I mẫu xung là: u0 – u1 –u2 – u7 – u2 – u1 – u0. 10/22/2010 56 VIII.6 Phương pháp điều chế vector không gian – SVM VIII.6.5 Thuật toán ứng dụng SVM   1 31,0 ; ,2 21 2u ui iU U       1 1 2 2 1 111 2 2 0 3 302 2 i i i u d d U d U U u d                                       1 1 2 111 13 30 2 i i u ud M d U Uu u                                M1 ;      M2 ;         M3 ;          M4 ;          M5 ;         M6 u1  u2 ;  u3  u1    ;  u4  u3 ;   u5  u4 ;  u6 u5 ;  u1 u6 1 1 2 2 2 21 1 0 0 1 13 3 3 3 3 3; ; ; ; ;3 31 1 1 13 1 1 1 01 10 3 3 3 32                                                                    