Đồ án Ngiên cứu bộ biến tần AC-AC Matrix Converter

ều này đảm bảo rằng các van chính đóng cắt dưới điều kiện điện áp bằng không, và van phụ đóng cắt dưới điều kiện dòng điện bằng không Một vấn đề với mạch này là nguồn điện áp E khó thực hiện được trong các hệ thống thực tế. Một giải pháp đưa ra với vấn đề này là thay thế nguồn E bằng cách mắc một tụ song song với QA tuy nhiên điều kiện đóng cắt khi dòng về không của QA sẽ bị mất đi. Tổn hao đóng cắt không bị loại trừ hoàn toàn, nhưng được giảm đi rõ rệt. Tổn hao dẫn cũng giảm so với mạch cầu vì chỉ có 2 van dẫn dòng tải. Một bất lợi chính là số lượng các van bán dẫn tăng cho nên ít dùng để xây dựng Matrix Converter Nhìn chung công nghệ đóng cắt mềm chưa được sử dụng để xây dựng Matrix Converter bởi vì sẽ làm tăng số lượng các van bán dẫn. Matrix Converter với đóng cắt cứng đã sử dụng nhiều van hơn các bộ biến tần thông thường, và sự tăng như vậy trong đóng cắt mềm là không mong muốn trong việc xây dựng cấu trúc Matrix Converter II.2 CHUYỂN MẠCH DÒNG ĐIỆN TRONG MATRIX CONVERTER II.2.1 Yêu cầu của quá trình chuyển mạch Hình 2.2 Hai khoá trên một đầu ra Matrix Converter a)Tránh ngắn mạch đầu vào b)Tránh hở mạch đầu ra Việc chuyển mạch trong Matrix Converter phải được điều khiển chính xác ở mọi thời điểm với hai luật cơ bản. Ta có thể hình dung ra 2 khoá trên một đầu ra của Matrix Converter (hình 2.2). Một điều quan trọng là quá trình chuyển mạch phải đảm bảo không có 2 khoá 2 chiều cùng được đóng ở cùng một thời điểm (hình2.2a), bởi vì điều này sẽ dẫn đến ngắn mạch hai dây vào của Matrix Converter, sinh ra dòng điện lớn phá huỷ biến tần. Thêm vào đó phải đảm bảo các khoá hai chiều cho mỗi pha đầu ra không được mở cùng một lúc (hình 2.2b) bởi vì điều này sẽ làm mất đường dẫn của dòng tải cảm kháng và sẽ gây ra quá áp rất lớn, dẫn đến sự phá hỏng các van. Hai điều này đã gây ra những khó khăn, bởi vì các van bán dẫn không thể đóng mở ngay tức thời do sự trễ khi truyền tín hiệu và thời gian đóng cắt hạn chế. Vấn đề này đã đươc dẫn ra, như là một vấn đề kìm hãm khả năng phát triển thương mại của Matrix Converter II.2.1 Các phương pháp chuyển mạch dòng điện cơ bản Trên (hình vẽ 2.3) là sơ đồ nguyên lý chuyển mạch của một pha đầu ra từ pha vào x tới pha vào y Hình 2.3 a) Chuyển mạch cơ bản một pha x tới một pha y b) Chuyển mạch lý tưởng c) Chuyển mạch có thời gian chết d) Chuyển mạch có trùng dẫn Có hai phương pháp chuyển mạch đơn giản nhất, không tuân theo 2 luật trên nhưng cần có mạch phụ bổ xung để tránh phá hỏng bộ biến tần. a. Chuyển mạch dòng điện có thời gian chết (dead time) Thực hiện ngắt khoá sẽ ngắt, trong khi khoá sẽ dẫn chưa được đóng lại (hình 2.3c), nhằm tránh xảy ra ngắn mạch đầu vào. Như vậy có thể gây quá áp ở đầu ra, bởi vì không có van nào dẫn trong thời gian chết nên sẽ xảy ra hở mạch tạm thời của tải. Vì vậy phải có một mạch clamp hoặc mạch snubber bảo vệ đấu song song với một cell chuyển mạch hoặc đấu với đầu ra để đảm bảo sự liên tục của dòng tải. Phương pháp này không tốt vì năng lượng thất thoát trong mỗi lần chuyển mạch lớn, việc thiết kế thêm mạch snubber trở lên phức tạp, mạch clamp cũng cần một tụ lớn đồng thời làm tăng số lượng các van bán dẫn có trong cấu trúc Matrix Converter như vậy sẽ làm giảm ưu thế của Matrix Converter, khi được coi như là một giải pháp “all silicon” cho các bộ biến tần. b. Chuyển mạch dòng điện có trùng dẫn (over lap) Thực hiện đóng khoá sẽ dẫn trong khi khoá sẽ ngắt còn đang dẫn (hình 2.3d). Điều này sẽ đảm bảo sự liên tục đối với mạch đầu ra, loại trừ khả năng quá áp xảy ra, nhưng sẽ gây ngắn mạch tạm thời làm phát sinh dòng điện vòng ngắn mạch tuần hoàn giữa các pha vào tham gia quá trình chuyển mạch, dòng điện này có thể rất lớn dẫn đến phá huỷ các van. Hạn chế dòng điện này bằng cách thêm một cuộn cảm phụ phía đầu vào, với mục đích làm chậm sự tăng nhanh của dòng điện này dưới mức có thể phá huỷ van, để quá trình chuyển mạch được an toàn. Tuy nhiên phương pháp này cũng không tối ưu vì cuộn kháng L ở đầu vào có kích thước rất lớn và đắt. II.2.2 Phương pháp chuyển mạch semi-soft Cả hai phương pháp chuyển mạch cơ bản trên đều cần có các thành phần phản kháng thêm vào để bảo vệ Matrix Converter, như vậy sẽ dẫn đến tổn hao lớn. Do tính chất của khoá 2 chiều sử dụng 2 van một chiều mắc song song ngược có thể điều khiển độc lập chiều dòng điện, do đó một chiến lược chuyển mạch mới gồm 2 bước hoặc 4 bước đã được đề xuất. Dựa vào việc xác định dấu của dòng điện ra, hoặc dấu của điện áp dây vào có các pha tham gia quá trình chuyển mạch. Đầu tiên là ngắt khoá đang dẫn (mà sẽ không dẫn) sẽ làm mất đường dòng điện vòng tuần hoàn như vậy tránh ngắn mạch đầu vào, sau đó thực hiện chuyển mạch có trùng dẫn. Như vậy sẽ không cần thêm vào bộ lọc đầu vào và đạt được chuyển mạch bán mềm (semi-soft). Phương pháp này cũng thể hiện lại đặc điểm của khoá 4 góc phần tư là dòng tải có thể đi theo các hướng. a. Chiến lược 4 bước chuyển mạch (hình 2.3): Bước 1 : Ngắt van không dẫn trong khoá sẽ ngắt. Lúc này chiều dòng điện không thể đổi dấu nên có thể xác định được van này Bước 2: Mở van dẫn (theo chiều dòng tải) trong khoá sẽ dẫn. Bây giờ có nối giữa các pha vào nhưng không gây ngắn mạch đầu vào vì không có dòng điện vòng đồng thời tạo ra đường dẫn cho dòng điện tải Bước 3 : Ngắt van dẫn của khoá sẽ ngắt.Dòng tải bây giờ cưỡng bức phải chảy qua van dẫn của khoá sẽ dẫn. Bước 4 : Mở van không dẫn của khoá sẽ dẫn để thiết lập lại đặc điểm 4 góc phần tư của khoá 2 chiều, vì vậy dòng tải có thể đổi dấu. Trong khi bước 1 và 4 là phụ thì bước 2 và 3 là chính. Chính vì thế khoảng thời gian trong các bước 2 và 3 phải phù hợp với đặc điểm mở (thời gian mở) của các van IGBT trong khoá 2 chiều. Hình 2.4 Biểu đồ trạng thái của chiến lược chuyển mạch 4 bước Hình 2.5 Đồ thị thời gian của chuyển mạch 4 bước Quá trình chuyển mạch này có đồ thị thời gian trong( hình 2.5), trễ giữa mỗi lần đóng cắt td là phụ thuộc vào đặc điểm của van IGBT * Các trường hợp của 4 bước chuyển mạch Hình 2.6 Chuyển mạch từ pha R sang pha S Như vậy 4 khoá 2 chiều phải được đóng mở theo một thứ tự ứng với mỗi chiều của dòng điện ra và điện áp vào cũng như là phải xác định được dòng đang dẫn theo chiều nào trước và sau khi xảy ra quá trình chuyển mạch Với hình vẽ như trên, xảy ra 8 trường hợp chuyển mạch khác nhau phụ thuộc vào dấu dòng điện ra (I) và điện áp dây (U). Hình 2.7 Tám trường hợp chuyển mạch khác nhau + Các trường hợp C1, C4, C6, C7 chuyển mạch xảy ra nhờ ngắt một khoá nên gọi là chuyển mạch cưỡng bức + Các trường hợp khác chuyển mạch xảy ra nhờ đóng một khoá nên gọi là chuyển mạch tự nhiên. Với C1 (Hình 2.8): Trước khi chuyển mạch cả 2 IGBT trong khoá 2 chiều của pha R đều đóng để dẫn dòng chạy qua. Dòng sẽ chảy từ pha R tới đầu ra. Bước đầu tiên S1 được ngắt, S4 được đóng để dẫn dòng, bởi vì có điện áp dương giữa 2 pha vào, dòng điện vẫn chưa chảy trong pha S. Ngay sau khi S2 ngắt, dòng điện cưỡng bức phải đảo sang pha S. Bước cuối cùng cho S3 đóng lại để dẫn dòng ngược. Bây giờ khoá 2 chiều trong pha S dẫn dòng, còn khoá 2 chiều trong pha R sẽ bị ngắt lại. Với C2(Hình 2.8): Thời điểm bắt đầu là thời điểm kết thúc của trường hợp C1. Bước đầu tiên S3 ngắt, sau đó S2 sẽ được đóng lại để dẫn dòng và dòng điện sẽ đảo từ pha S sang pha R. Ngay sau khi dòng điện được chuyển mạch, S4 sẽ tự ngắt. Thứ tự cuối cùng kết thúc là cho mở S1 để dẫn dòng ngược Thuận lợi của chuyển mạch 4 bước là trong quá trình chuyển mạch không xảy ra dòng điện lớn do ngắn mạch đầu vào cũng không xảy ra quá áp do không nối dòng tải. Hình 2.8 Thứ tự đóng cắt cho 8 trường hợp (IGBT1¸IGBT4 tương ứng S1¸S4) * Phân tích tổn hao đóng cắt trên cơ sở chuyển mạch 4 bước Hình 2.9 Sơ đồ chuyển mạch 4 bước gồm cả điện cảm ký sinh Hình 2.10 đồ thị thời gian cho một trật tự đóng cắt điển hình Trên (hình vẽ 2.9) có Lp và Lb là điện cảm ký sinh của các môđun IGBT và điện cảm tản của đường nối giữa 2 van Với hình vẽ đồ thị thời gian như trên (hình 2.10), ta sẽ phân tích tổn hao đóng cắt khi chuyển mạch trong Matrix Converter Cốt lõi của mọi quá trình chuyển mạch là phụ thuộc vào chiều của dòng tải IL, và sự tương quan về thế giữa VA và VB . Khi chuyển mạch từ SA tới SB với chiều dòng tải như hình vẽ. Nếu VA là dương hơn VB thì chuyển mạch sẽ xảy ra ở thời điểm t3, kết quả là sẽ ngắt cứng Q1 trong SA và đóng mềm Q3 trong SB . Ngược lại nếu VB là dương hơn VA ,chuyển mạch sẽ diễn ra ở thời điểm t2, kết quả là đóng cứng Q3 trong SB và ngắt mềm Q1 trong SA .Chú ý rằng là sẽ không có tổn hao đóng cắt ở các trường hợp với Q2 và Q4 bởi vì lúc đó 2 van này không dẫn dòng khi dòng tải là dương như trên hình vẽ. Như vậy, sẽ có một nửa quá trình chuyển mạch là đóng cắt mềm, do đó tổn hao đóng cắt trong các van bán dẫn sẽ được giảm xuống là 50%. Chính vì thế phương pháp này thường được gọi là chuyển mạch dòng điện bán mềm (semi-soft) Chuyển mạch mềm không phải là hoàn toàn không có tổn hao, nhưng năng lượng tiêu hao là ít nhất, và là ít hơn so với chuyển mạch cứng.Trong các bộ biến đổi công suất, thường sử dụng công nghệ đóng cắt cộng hưởng (Công nghệ đóng cắt mềm) để giảm tổn hao đóng cắt. Trong Matrix Converter công nghệ cộng hưởng tạo ra lợi thế cho vấn đề chuyển mạch. Tuy nhiên các mạch này đều làm tăng đáng kể số lượng các thành phần có trong Matrix Converter , tăng tổn hao dẫn dòng, và hầu hết yêu cầu chỉnh sửa tới thuật toán điều khiển để hoạt động được dưới tất cả các điều kiện. Hình 2.11 Đảo chiều dòng điện sử dụng mức ngưỡng (threshold level) b) Chiến lược 2 bước chuyển mạch(Hình 2.14) Hình 2.13 Biểu đồ trạng thái của chiến lược 2 bước chuyển mạch Trong chiến lược chuyển mạch này, chỉ có một van được điều khiển trong khoá(cell) đang dẫn. Điều này có nghĩa là trong khi chuyển mạch dòng điện, van dẫn ngược là không cần phải điều khiển, vì thế chuyển mạch xảy ra chỉ qua 2 bước.Dòng điện ngược lại nhận được bằng cách điều khiển van dẫn ngược trong một cell khi dòng điện giảm xuống dưới một giá trị ngưỡng. Khi dòng này đã tăng đầy đủ theo chiều đối diện, van ban đầu sẽ được khoá lại. Một vấn đề với phương pháp này là do chiều dòng điện không biết được trong chu kỳ ngược lại, do đó chuyển mạch không thể xảy ra.Sự trễ này có thể rất lớn đặc biệt là trong những bộ biến tần Matrix Converter công suất lớn, ở đây độ phân giải dòng điện nhỏ nhất là rất lớn. Điều này có thể dẫn đến làm méo dạng sóng của dòng điện ra. Phương pháp này sẽ không thích hợp, nếu dòng điện đầu ra cần được điều khiển là nằm trong khoảng các giá trị ngưỡng. II.2.3 Phương pháp chuyển mạch cải tiến Để một chiến lược chuyển mạch phải đủ tin cậy trong các ứng dụng thực tế, thì thông tin về chiều dòng điện phải thật chính xác.Nếu không chính xác, các sự cố có thể xảy ra. Một phương pháp chuyển mạch và công nghệ phát hiện chiều dòng điện mới cho phép chuyển mạch tin cậy ở bất kỳ thời điểm nào mà không cần sử dụng thêm các mạch snubber hay clamp đấu song song với các cell chuyển mạch Hình 2.12 Sơ đồ khối một gate driver thông minh Phương pháp này về cơ bản là giống với phương pháp semi-soft, nhưng chỉ có một van dẫn được điều khiển ở bất kỳ một thời điểm. Sự hoạt động chính xác phụ thuộc vào mạch điều khiển cổng thông minh (gate driver) cho mỗi cell, được dùng để xác định chiều dòng điện, đồng thời phối hợp với các mạch điều khiển của các cell khác. Sơ đồ khối của một gate driver thông minh như sau: Phát hiện chiều dòng điện Hình 2.13 Phát hiện chiều dòng điện dựa vào thế VA và VB Phương pháp sử dụng điện áp qua mỗi van trong một cell chuyển mạch để xác định chiều dòng điện chảy qua van. Các điện áp VA và VB có thể đo được. Giả sử dòng điện IL có chiều như hình vẽ, SA1 sẽ dẫn và SA2 sẽ được phân cực ngược. Kết quả là điện áp VA là cỡ 1,2V (điều này phụ thuộc vào đặc điểm loại van được sử dụng) và điện áp VB là khoảng – 0,7V. Khi dòng đi theo chiều ngược lại, thì sẽ xảy ra các tình huống ngược lại của trường hợp trên. Giả sử là đúng van cần điều khiển được điều khiển, chiều dòng điện ở trong cell từ đó có thể được suy ra. Mạch phát hiện chiều dòng điện này và logic điều khiển kết hợp là được tích hợp trong một gate driver cho mỗi cell. Để đảm bảo thông tin về chiều dòng điện được tin cậy thì chỉ một van trong một cell được điều khiển ở bất kỳ một thời điểm. Điều này có nghĩa là dòng điện hoặc bằng không hoặc chảy theo một hướng được định rõ. Hình 2.14 Nguyên lý biến đổi 2 pha sang 1 pha của Matrix Converter b. Phương pháp chuyển mạch dòng điện Hình 2.15 Biểu đồ trạng thái 2 bước chuyển mạch cải tiến A B C (Hình vẽ 2.14) thể hiện chuyển mạch của 2 pha vào thành một pha ra của Matrix Converter Ban đầu cell A dẫn và dòng tải có chiều như hình vẽ. Dưới những điều kiện này SA1 sẽ được điều khiển đóng lại để dẫn dòng tải. Trạng thái này là trạng thái A trên biểu đồ trạng thái (hình2.15). Trong biểu đồ trạng thái, mỗi một vòng tròn thể hiện các trạng thái khác nhau của các van trong hình 2.16. “ 1 ” chỉ rằng van được điều khiển để dẫn dòng, “ 0 ” chỉ rằng van sẽ được ngắt. Chữ cái đầu tiên trong mỗi vòng tròn chỉ van SA1, tiếp theo là SA2 rồi SB1 và cuối cùng là SB2. Thông tin về chiều dòng điện từ mạch điều khiển cell A liên tục được gửi đến mạch điều khiển của cell B. Quá trình đảo chiều dòng điện xảy ra khi cell B là cell tích cực, điều này để cell sắp dẫn có thể mở đúng van cần dẫn. Hình 2.16 Đồ thị thời gian chuyển mạch 2 bước Khi chiến lược điều biến yêu cầu chuyển mạch tới cell B, SB1 sẽ được điều khiển mở để dẫn dòng trên cơ sở thông tin về chiều dòng điện từ cell A gửi tới. Mạch lúc này sẽ ở trạng thái cả hai van SA1 và SB1 là cùng mở dẫn dòng. Điều này được thể hiện bằng sự quá độ từ trạng thái A tới trạng thái B, sau đó SA1 được ngắt. Sau một khoảng thời gian ngắn (5ms) thông tin về chiều dòng điện sẽ được lấy từ cell B. Quá trình chuyển mạch hoàn thành (trạng thái C) mà không xảy ra ngắn mạch đầu vào cũng như đảm bảo được đường dẫn liên tục cho dòng điện tải. Để tạo ra chiều dòng điện tải theo cả 2 hướng trong khoảng giữa những lần chuyển mạch, mạch điều khiển cell tích cực truyền tự động tín hiệu điều khiển giữa các van trong cell. Sự đảo chiều dòng điện được thực hiện bằng cách đảo ngược các tín hiệu điều khiển khi mạch phát hiện dòng điện tải đã giảm về không. Giả sử cell B là cell tích cực và dòng điện có chiều như trên hình 2.16 .Quá trình đảo chiều dòng điện được thể hiện bằng sự quá độ từ trạng thái C sang trạng thái E như trên biểu đồ trạng thái. Mạch điện sẽ đi qua trạng thái D mà không có van nào được điều khiển .Sự điều khiển này của các van trong mỗi cell đảm bảo có thể biết được chiều dòng điện. Một trường hợp đặc biệt xảy ra khi Matrix Converter được đóng lần đầu tiên, cell đầu tiên được mở mà không biết được van nào trong cell sẽ mở, bởi vì cell được mở trước đó không có, và do đó không xác định được chiều dòng điện.Vấn đề này được vượt qua bằng cách điều khiển cả 2 van của cell đầu tiên. Nếu đúng van có chiều dẫn cùng chiều dòng điện tải, dòng sẽ chảy qua và mạch làm việc bình thường như trường hợp trên. Nếu phát hiện không có dòng điện tín hiệu điều khiển được đảo lại và truyền tự động đến đúng van cần dẫn trong cell. Hình 2.17 Chuyển mạch khi đảo chiều dòng điện dòng c. Những khó khăn tiềm ẩn Khó khăn xảy ra bởi vì có sự trễ khi truyền thông tin về chiều dòng điện tới mạch điều khiển của cell tiếp theo. Khó khăn này chỉ là vấn đề quan trọng khi chuyển mạch xảy ra cùng thời điểm với đảo chiều dòng điện. Ban đầu dòng tải là theo chiều dương với cell A là cell đang dẫn, do đó SA1 là van đang dẫn (trạng thái A). Đường gạch chéo trên hình 2.17 chỉ ra khoảng trễ đường truyền khi gửi thông tin mới về dòng điện đến cell B. Khi dòng điện giảm về không, mạch sẽ chuyển tới trạng thái F là trạng thái không có van nào dẫn. Nếu không có trạng thái này SA2 sẽ mở dẫn dòng ngược ngay lập tức. Điều này có thể gây ra các sự cố, bởi vì khi chuyển mạch yêu cầu trong vùng gạch chéo thì SB1 sẽ bị điều khiển sai. Chính vì thế mạch cần tồn tại ở trạng thái F trong một khoảng thời gian, để nhận được thông tin về dòng điện một cách chính xác. Khoảng thời gian trễ này là không lớn lắm nên không gây méo dạng sóng dòng điện, phụ thuộc vào phương pháp truyền dữ liệu(khoảng 150ms), sau đó chuyển mạch được bắt đầu. Nếu thông tin về chiều dòng điện là chính xác SB2 sẽ được điều khiển mở dẫn dòng ngược, mạch sẽ ở trạng thái E, dòng chảy theo chiều ngược lại trong cell B và chuyển mạch kết thúc. Nếu chuyển mạch xảy ra trong khi thông tin về chiều dòng điện sai, van dẫn tiếp theo sẽ bị điều khiển sai (trạng thái C) . Lúc này sẽ không có sự cố xảy ra bởi vì dòng điện đã về không và không van nào được điều khiển, mạch sẽ phát hiện rằng không có dòng đang chảy và đảo chiều tín hiệu điều khiển để đưa mạch tới trạng thái E. Có thể thấy rằng chuyển mạch xảy ra trong khi dòng đổi chiều là chiến lược một bước chuyển mạch Hình 2.18 Biểu đồ trạng thái cho toàn bộ quá trình chuyển mạch Tóm lại vấn đề chuyển mạch trong Matrix Converter là rất phức tạp, tuy nhiên với việc cải tiến phương pháp chuyển mạch như trên đã trình bày, đã đưa ra một phương pháp chuyển mạch mới mà không cần bất kỳ một mạch bảo vệ van (snubber hoặc clamp) mắc song song qua các cell chuyển mạch, điều này cho phép giảm đáng kể số lượng van bán dẫn. Công nghệ chuyển mạch này cũng được mở rộng với bất kỳ số đầu vào và số đầu ra nào của Matrix Converter bởi vì tính chất môđun của các mạch điều khiển và các khoá 2 chiều. Phương pháp cũng được sử dụng thích hợp với trường hợp công suất lớn, bởi vì điện áp thuận rơi trên các van sẽ lớn hơn khiến cho việc phát hiện chiều dòng điện trở nên dễ dàng hơn. Đối lập với các phương pháp khác, phát hiện chiều dòng điện bằng các bộ chuyển đổi dòng, khi mà với dòng định mức tăng lên thì độ phân giải sẽ bị mất đi. Thêm vào đó ở mỗi lần chuyển mạch, các van sắp đóng và sắp ngắt sẽ được đóng cắt dưới những điều kiện phân cực ngược. Vì lợi thế này nên được gọi là chuyển mạch bán mềm- bán tự nhiên(semi-soft, semi-natural) . CHƯƠNG III : PHƯƠNG PHÁP TẠO ĐIỆN ÁP ĐẦU RA TRONG MATRIX CONVERTER III.1 THUẬT TOÁN ĐIỀU BIẾN VENTURINI Hình 3.1 Cấu trúc 3 pha của Matrix Converter III.1.1 Giới thiệu chung Sóng ra của Matrix Converter được tạo bởi cách chọn các đoạn của mỗi pha đầu vào theo một trình tự trong một thời gian nhất định nào đó. Ví dụ : Để tạo được sóng pha a thì ta sẽ phải tuần tự đóng các khoá SAa ,SBa, SCa, theo một thứ tự tương ứng, trong các khoảng thời gian được tính toán trước và phải đáp ứng yêu cầu không được đồng thời có 2 khoá 2 chiều cùng dẫn. Tương tự với pha B và pha C, nói chung tuần tự của mỗi pha đầu ra là như nhau. Dạng sóng chuẩn của điện áp pha đầu ra khi fvào = 50Hz , fra =25Hz, tần số đóng cắt fw =500Hz có dạng như biểu diễn trên (hình 3.2) : Hình 3.2 Dạng sóng điện áp pha đầu ra Matrix Converter uA uB uC Ta nhận thấy điện áp ra bao gồm những đoạn của 3 điện áp vào. Để hiểu cách thức hoạt động của bộ biến tần Matrix Converter nhằm tạo ra các tần số đầu ra khác nhau, dựa trên tần số đóng cắt, ta xác định các hàm điều biến để tạo chu kỳ làm việc(khoảng thời gian dẫn) cho mỗi khoá 2 chiều (3.1) Ví dụ một hàm điều biến cho tín hiệu điều khiển khóa nối pha vào A với pha ra a : Ta thấy đây là các hàm thời gian liên tục. Ta sẽ sử dụng chúng để xác định và so sánh các chiến lược điều biến khác nhau Từ cách tiến hành đóng cắt các khoá theo 1 trình tự nhất định đó ta có thể thấy rằng điện áp ở đầu ra một pha là : (3.2) Trong đó: va (t) là đáp ra pha a vA(t), vB(t), vC(t) là đáp pha vào A, B, C tương ứng tAa , tBa , tCa là các khoảng thời gian dẫn các khoá SAa, SBa, SCa tương ứng Tseq là chu kỳ đóng cắt (quá trình đóng cắt diễn ra tuần tự hết trong thời gian Tseq) mAa, mBa, mCa là các hàm điều biến Một cách tương tự ta cũng có với pha b và c , từ đó ta có thể tổng hợp thành công thức sau: (3.3) Vì dòng điện vào là những đoạn của 3 dòng ra cộng với những khoảng bằng không mà trong những khoảng bằng không đó, dòng điện tải chảy qua ma trận khoá 2 chiều Như vậy ta cũng có: (3.4) Hai phương trình trên ta có thể viết rút gọn lại : (3.5) (3.6) Do chỉ 1 đầu vào được nối với bất kỳ 1 đầu ra của Matrix Converter , ở cùng một thời điểm bất kỳ cho trước và do tính liên tục của dòng điện nên ta có: (3.7) III.1.2 Giải pháp điều biến cơ bản của Venturini Một bài toán điều biến thông thường đặt ra là giả sử điện áp ra có hình sin, và tiếp theo là yêu cầu dòng vào có hình sin. Ta có hệ thống điện áp vào đã cho: (3.8) Giả sử hệ thống dòng điện ra là (3.9) Ta phải tìm một ma trận điều biến M(t) sao cho (3.10) và (3.11) Venturini đã đưa ra 2 giải pháp cơ bản để giải quyết vấn đề trên + Với wm=(w0-wi) ta có (3.12) + Với wm=-(w0+wi) ta có (3.13) Với giải pháp M1(t) thì fi = f0 . Ta được góc lệch pha giữa dòng điện và điện áp ở đầu vào và đầu ra là bằng nhau Với giải pháp M2(t) thì fi = - f0 . Ta được góc lệch pha giữa dòng điện và điện áp ở đầu vào và đầu ra là ngược nhau Kết hợp cả hai giải pháp trên ta sẽ điều khiển được hệ số lệch pha đầu vào, tức là điều khiển được hệ số công suất cosfi đầu vào M(t) = a1[M1(t)] +a2[M2(t)] với a1+a2=1 Khi đặt a1=a2 ta sẽ được hệ số lệch pha đầu vào đồng nhất (tức là fi = 0) mà bất chấp sự thay đổi hệ số lệch pha của tải f0 Các trường hợp khác có thể xảy ra khi ta chọn a1 và a2 để có được hệ số lệch pha đầu vào là dẫn trước (tức trường hợp mang tính dung kháng) khi tải chậm pha ở đầu ra(tải mang tính cảm kháng) và ngược lại Với a1=a2 các hàm điều biến sẽ là: (3.14) Với K= A,B,C và j =a,b,c Hình 3.3 Minh họa giới hạn điện áp q=50% Sử dụng giải pháp này, giá trị lớn nhất của tỉ số điện áp ra trên điện áp vào là (q) đạt 50% Giá trị điện áp đầu ra lớn nhất có thể được cải thiện =86% giá trị điện áp vào nếu ta đưa vào ma trận điện áp đầu ra thành phần điều hoà bậc 3 của tần số vào và tần số ra. Các thành phần bậc 3 này sẽ mất đi trong tải 3 pha, cách thêm vào này cũng giống như cách thêm vào đã làm trong các bộ biến tần thông thường. Như vậy các hàm điều biến sẽ là: (3.15) Với K= A,B,C và j =a,b,c bK = 0, 2p/3, 4p/3 tương ứng với K =A, B, C Điện áp đầu ra tính được nhờ công thức: (3.16) với q là tỉ số điện áp mong muốn, qm là tỉ số điện áp lớn nhất (0,86) Hình 3.4 minh họa giới hạn điện áp q=86% Yj = 0, 2p/3, 4p/3 tương ứng với j =a, b, c Bây giờ ta phải tính được các chu kỳ làm việc(khoảng thời gian các khoá 2 chiều dẫn) trong mẫu xung kích thích dùng để đóng cắt các khoá.Từ các (thuật toán) công thức (3.15) và (3.16), ta dễ dàng tính được các chu kỳ làm việc của các khoá nhờ vi xử lý, khi áp dụng trong điều khiển vòng hở và vòng kín của hệ truyền động động cơ cảm ứng dùng Matrix Converter. Các thuật toán trên chỉ yêu cầu đo được 2 trong 3 điện áp dây vào tức thời, sau đó ta sẽ tính được biên độ điện áp vào (Vim ) và vị trí của vector điện áp vào (wit) theo các công thức sau: V2im =4/9 ( V2AB + V2BC +VAB *VBC) (3.17) (3.18) Với VAB và VBC là các điện áp dây vào tức thời Biên độ điện áp ra và vị trí vector điện áp ra tính như sau: V2om =2/3 ( V2a + V2b + V2c) (3.19) (3.20) Trong đó Va , Vb ,Vc là các điện áp đầu ra cần đạt được. Trong hệ điều khiển vòng kín (ví dụ : hệ điều khiển vector) thì biên độ điện áp này và góc (vị trí) vector là đầu ra trực tiếp của vòng điều khiển, như vậy ta sẽ tính được tỉ số điện áp yêu cầu (3.21) Như vậy, tỉ số điện áp yêu cầu (q) và tần số đầu ra (wo) là do người sử dụng đưa ra hay là đầu ra của bộ điều khiển (trong trường hợp điều khiển vòng kín). Chúng sẽ được dùng để tính tần số ra mong muốn wo , sau đó vị trí vector điện áp ra được cập nhật ở mỗi chu kỳ lấy mẫu Tseq theo công thức: (wot)k =(wot)k-1 +wo*Tseq (3.22) III.1.3 Kỹ thuật bù nhiễu điện áp lưới: Ở trên ta đã đưa ra các công thức tính, thuật toán điều biến của Venturini cho Matrix Converter. Nhưng chưa tính tới yếu tố nào do môi trường hay lưới không ổn định. Matrix Converter là một dạng biến tần trực tiếp vì vậy mà mỗi sự biến động của lưới có ảnh hưởng rõ rệt đến tải và ngược lại, chính vì thế để nâng cao chất lượng của Matrix Converter vấn đề bù nhiễu là rất quan trọng. Phương pháp bù nhiễu ở đây rất đơn giản nó thích hợp cho thuật toán điều biến Venturini. Bằng cách nhập liên tục giá trị địên áp đầu vào (biên độ max), góc pha đầu vào, cũng như dòng điện ra một cách liên tục ở mỗi chu kỳ cắt mẫu, để kết quả tính toán sát với thực trạng làm việc. Điều này giúp MC xử lý tình huống được chính xác. Để hiểu rõ hơn về vấn đề này ta phân tích thuật toán Venturini sâu hơn một chút. Khởi nguồn của thuật toán Venturini là xác định matrận điều biến dựa trên những giá trị biên độ và tần số điện áp đầu vào, vì vậy tại mỗi thời điểm dù đầu vào có là như thế nào nhưng nếu biết được biên độ và vị trí của vectơ điện áp vào và sóng ra yêu cầu thì ta có thể tính được thời gian tác động các khoá một cách chính xác, tương ứng tạo sóng điện áp ra theo yêu cầu. Một mở rộng nữa theo hướng tư duy này đó là ứng dụng thuật toán Venturini cho vòng điều khiển kín, khi mà biên độ và tần số sóng điện áp ra được điều khiển bởi bộ PI. Khi đó thì tần số và biên độ sóng đầu ra cũng được cập nhật liên tục và vì vậy matrận điều biến cũng được tính toán liên tục và cho ra những thông số chính xác thích hợp theo yêu cầu của vòng điều khiển kín. Nó đảm bảo rằng sẽ đạt được điện áp ra một cách chính xác bất kể sự biến thiên, nhiễu hay không cân bằng của điện áp lưới. III.2 ĐIỀU BIẾN KHÔNG GIAN VECTOR GIÁN TIẾP (2 MẶT) III.2.1 Khái quát về phương pháp điều biến độ rộng xung trên không gian vector (SV - PWM) a) Phương pháp điều biến độ rộng xung hình sin (SPWM) Phương pháp tạo điện áp ra là chuỗi những xung chữ nhật có cùng biên độ, độ rộng của xung phụ thuộc vào luật điều khiển Luật điều khiển :Thực hiện so sánh 2 điện áp + Điện áp chuẩn Ur thường có dạng hình sin, có tần số là fr . Nó thể hiện điện áp ra mong muốn. + Điện áp mang Up thường có dạng răng cưa hay tam giác, có tần số fp >> fr Giá trị trung bình điện áp ra (Utb) trong một chu kỳ của điện áp mang là tỉ lệ với giá trị điện áp chuẩn Ur , như vậy khi Ur có dạng hình sin thì Utb cũng có dạng hình sin, có thể điều chỉnh biên độ áp ra bằng cách điều chỉnh tỉ số Ur/Utb Điện áp ra chứa thành phần sóng hài cơ bản và các sóng hài bậc cao là 7, 9, 11… Trong nhiều ứng dụng về công nghiệp, phương pháp này được sử dụng để điều khiển điện áp đầu ra của nghịch lưu nguồn áp (VSI). Ưu thế là tạo được điện áp ra hình sin, tuy nhiên chỉ được đảm bảo tốt trong phạm vi ( 0% : 78%) của sóng chữ nhật tạo ra. Nếu chỉ số điều biến vượt quá giá trị này, mối quan hệ tuyến tính giữa chỉ số điều biến và điện áp ra sẽ không được đảm bảo, lúc đó phải yêu cầu các phương pháp quá điều biến. b) Phương pháp điều biến độ rộng xung trên không gian vector (SV - PWM) Một phương pháp khác cũng cho dạng sóng ra hình sin, dựa trên các vector không gian điện áp ra biểu diễn trong mặt phẳng tọa độ d-q, có trục d trùng với trục của vector từ thông rôto(với động cơ không đồng bộ), khi đó công suất tổng cũng như trở kháng là không thay đổi. Hình 3.5 Các vector không gian điện áp đầu ra và cách xác định thời gian đóng cắt Hình vẽ chỉ ra 8 vector không gian chuẩn tương ứng với 8 vị trí đóng cắt của các van trong nghịch lưu nguồn áp. V* là véc tơ điện áp bất kỳ, được thực hiện để tính ra thời gian đóng cắt các van, nhờ chọn đúng 2 vector biên V1 và V2 Ta có công thức thực hiện vector V* : V* Tz = V1 *T1 + V2 *T2 + V0 *(T0/2) + V7 *(T0/2) (3.23) Với T1, T2 là các khoảng thời gian cho việc thực hiện V1 , V2 tương ứng. T0 là khoảng thời gian cho việc thực hiện V0 và V7 Tz =1/2 chu kỳ đóng cắt Tpul Hình 3.6 a)Thực hiện V1 trong T1 b)Thực hiện V2 trong T2 c) Mẫu xung thực hiện vector điện áp V* trong góc phần 6 thứ nhất c) Điện áp pha U có chứa thành phần hài bậc 3 do điều biến vector không gian tạo ra, và thành phần này không xuất hiện trong điện áp dây Giá trị lớn nhất của điện áp pha trong SPWM là chỉ bằng UDC, nhưng trong SVPWM là UDC. Điều đó giải thích tại sao chỉ số điều biến của SPWM là thấp hơn SVPWM (78% so với 90%), tức là phương pháp SVPWM có thể tạo ra điện áp ra cao hơn SPWM khoảng 15% III.2.2 Điều biến không gian vector gián tiếp Phương pháp điều biên gián tiếp đã được áp dụng cho Matrix Converter, ý tưởng chủ đạo của công nghệ điều biên gián tiếp là mô tả Matrix Converter như bộ biến đổi gồm 2 tầng biến đổi + Tầng chỉnh lưu tạo ra điện áp một chiều ảo (UDC) có giá trị không đổi trong một chu kỳ đóng cắt + Tầng nghịch lưu tạo ra 3 điện áp đầu ra Tầng chỉnh lưu I=[SA,SB,SC]T R=[Sa,Sb,Sc] p n UDC c b a A B C Tầng nghịch lưu Hình 3.7 Mô tả Matrix Converter như 2 tầng biến đổi Hai tầng biến đổi được nối qua một khâu nối một chiều ảo, và như vậy mô hình Matrix Converter bây giờ tương đương với biến tần nguồn áp (VSI) có chỉnh lưu điều khiển ở đầu vào nhưng không có các phần tử phản kháng nối một chiều Bởi vì đặc điểm của biến tần trực tiếp là các tham số điện ở đầu này có thể được tạo thành từ các tham số ở đầu kia bằng cách nhân với ma trận truyền T. Như vậy các giá trị tức thời của dòng điện vào và điện áp ra sẽ tính được nhờ ma trận truyền T như sau : hay là : (3.24) hay là : (3.25) ` Vout`,Iout ,`Vinput ,` Iinput là các vector (không phải là các vector không gian) có các thành phần là các giá trị tức thời của điện áp và dòng điện tương ứng. Ma trận T là ma trận hàm truyền của Matrix Converter, có các thành phần ( Tij ) thể hiện các hàm truyền biến đổi các điện áp vào tức thời thành các điện áp ra tức thời Ta cần thiết lập một chiến lược điều biến gián tiếp để xác định các giá trị Tij của ma trận truyền T Bằng cách áp dụng chiến lược điều biến không gian vector đã dùng cho biến tần nguồn áp, cho các tầng chỉnh lưu và nghịch lưu tương ứng của Matrix Converter sau đó kết hợp 2 chiến lược. Như vậy ma trận truyền của Matrix Converter T sẽ được tạo ra bằng cách nhân ma trận trạng thái tầng chỉnh lưu R với ma trận trạng thái tầng nghịch lưu I ta được T = I*R Hay là (3.26) Với I là vector điều khiển tầng nghịch lưu và được điều khiển nhờ góc pha điện áp ra Dinv R là vector điều khiển tầng chỉnh lưu và được điều khiển nhờ góc pha dòng điện vào Drec Ri ={ -1,0,1} là trạng thái đóng mở của tầng chỉnh lưu Ij = { 0,1} là trạng thái đóng mở của tầng nghịch lưu Hình 3.8 Minh hoạ Matrix Converter sử dụng phương pháp SVM Từ (hình 3.8), MC được xem như một bộ chỉnh lưu và một bộ nghịch lưu. Các công thức (hàm) điều biến được hình thành từ cả chỉnh lưu và nghịch lưu. Các hệ thống 3 pha điện áp và dòng điện được biến đổi thành các vector không gian dùng trong các hệ toạ độ gồm 2 trục nhờ công thức sau: (3.27) (3.28) (3.29) (3.30) `Vo`, Ii ,`Vi ,` Ii là các vector không gian điện áp và dòng điện vào ra tương ứng Nhiệm vụ của khối điều biến (modulor) là tổng hợp điện áp ra từ các điện áp vào và dòng điện vào từ các dòng ra. a) Điều biến VTKG phía chỉnh lưu. Giả sử có một điện áp 1 chiều ảo như trong (hình 3.8) . Trong đó điều biến VTKG gián tiếp tất cả các đại lượng tính đều liên quan đến điện áp một chiều này. Dòng điện vào và điện áp một chiều ảo được tạo thành từ trạng thái các khoá như sau: (3.31) (3.32) Loại ia ib ic VDC Active 0 Vbc 0 -Vbc 0 -Vab 0 Vca 0 -Vca 0 Vab Zero 0 0 Bảng 3.1: Các trạng thái đóng cắt và các vector chuẩn phía chỉnh lưu Hình 3.9 Trường hợp điều biến dòng vào a) 6 vector chuẩn dòng vào b)Phân tích vector dòng vào bất kỳ a) b) Sự kết hợp các khoá (trạng thái các khoá) cho trong bảng 3.1, và trong hình 3.9a là 6 vectơ không gian chuẩn, hình 3.9b trình bày cách tính một vector dòng vào bất kỳ dựa vào 2 vector chuẩn, đối với tầng chỉnh lưu . Chu kỳ làm việc của các vector biên tính được nhờ công thức sau: (3.33) (3.34) (3.35) (3.36) Hệ số điều biến : mrec thường chọn =1 khi không cần điều khiển biên độ dòng điện. Các chu kỳ làm việc tính được có thể nhân với các ma trận khoá để tính giá trị trung bình các dòng điện vào và điện áp 1 chiều như sau: (3.37) (3.38) Các trạng thái khoá (Sx) được thay bằng các vectơ chuẩn (như hình 3.9a) chứa vector cần thực hiện. Từ điện áp một chiều này, ta tính được các điện áp đầu ra và các công thức điều biến cho bộ nghịch lưu cũng được xây dựng từ đó. b. Điều biến vectơ KG phía nghịch lưu Điện áp đầu ra và dòng 1 chiều được tính như sau: (3.39) (3.40) Loại va vb vc iDC+ VAB vBC vCA Active 1/3vDC 1/3vDC -2/3vDC ơ -iC 0 vDC -vDC 1/3vDC -2/3vDC 1/3vDC -iB vDC -vDC 0 -2/3vDC 1/3vDC 1/3vDC -iA -vDC 0 vDC 2/3vDC -1/3vDC -1/3vDC iA vDC 0 -vDC -1/3vDC 2/3vDC -1/3vDC iB -vDC vDC 0 1/3vDC -1/3vDC 2/3vDC iC 0 -vDC vDC Zero 0 0 Bảng 3.2: Các trạng thái đóng cắt và các vector chuẩn phía nghịch lưu a) b) Hình 3.10 Trường hợp điều biến áp ra a) 6 vector chuẩn áp ra b) Phân tích vector áp ra bất kỳ Hình 3.10a chỉ ra các vectơ chuẩn mà nghịch lưu tạo ra được nhờ gắn điện áp 1 chiều tới các đầu ra. Bảng 3.2: chỉ các trạng thái khoá có thể xảy ra và kết quả về môđun và hướng của các vectơ. Khi trong một góc phần 6, phân tích vectơ áp ra và quan hệ điện áp ra được thể hiện trong hình 3.10b. Dựa vào (hình vẽ 3.10b) các chu kỳ làm việc tính được bằng cách tách Vout thành các vector con Vl và Vg (3.41) (3.42) (3.43) Từ các chu kỳ làm việc này, ta tính được giá trị trung bình của các điện áp ra và dòng điện nối 1 chiều. (3.44) (3.45) Ta kết hợp các công thức (hàm) điều biến chỉnh lưu và nghịch lưu sẽ được công thức điều biến kết hợp. c. Mối quan hệ giữa MC và B2B –VSI S6 S4 S2 S5 S3 S1 S1.S7+S2.S8 S3.S7+S4.S8 S5.S7+S6.S8 A c b a Hình3:11 Một pha VSI tương đương với 1 pha MC S8 S7 a b c Þ A Bởi vì Matrix Converter không giống như bộ chỉnh lưu hoặc nghịch lưu, vì thế ta phải biến đổi các công thức điều biến trên thành 1 công thức điều biến cho 9 khoá 2 chiều. Nếu nhìn từ đầu ra 1 pha MC, thì mỗi pha đầu ra Matrix Converter tương đương với 2 khoá của một pha phía nghịch lưu và 6 khoá phía chỉnh lưu. S7 Từ hình 7 ta thấy công nghệ VSI có thể biến đổi thành một pha của MC, đồng thời cũng thấy rằng các khoá trong một nhánh đầu ra của MC phải được điều khiển bằng một luật (hàm) là tích của các luật chỉnh lưu và nghịch lưu Ta sẽ có công thức sau: (3.46) hay là (3.47) Nhân các công thức giá trị trung bình ta tìm được cách mà các điện áp ra tạo thành bởi áp vào và các ma trận khoá kết hợp d. Điều biến VT-KG gián tiếp cho MC Bây giờ đã tính được các giá trị trung bình của điện áp ra và dòng điện vào, các công thức điều biến gián tiếp kết hợp cũng thành lập được. Công thức sau chỉ ra 1 ví dụ về cách tạo ra các trạng thái đóng cắt cho 9 khoá 2 chiều, bằng việc nhân các công thức chỉnh lưu và nghịch lưu với nhau. (3.48) Hay là (3.49) Thời gian còn lại của chu kỳ đóng cắt tương ứng với vectơ không (zero) thực hiện tuần hoàn dòng điện đầu ra và ngắt các điện áp vào. Các công thức tính chu kỳ làm việc: (3.50) (3.51) (3.52) (3.53) (3.54) e) Phương pháp PWM dựa trên điều biến vectơ không gian 2 mặt. Các công thức điều biến trong ví dụ trên cần có 4 vectơ tích cực và 1 vectơ không, để điều biến VTKG điện áp và dòng điện trong mỗi chu kỳ đóng cắt. Sự phân bố các vectơ này là tự do và mức độ tự do được sử dụng để cải thiện méo sóng hài hoặc làm giảm số lần đóng cắt. Các phương pháp khác nhau của các công thức điều biến là: Phương pháp 8 khoá Sử dụng 4 vector tích cực đặt xung quanh 1 vector không. Chiến lược cho 8 BSO (khoảng thời gian đi qua của các khoá), sau đó được phát triển thành chiến lược 9 khoá. Hình sau chỉ ra chiến lược này Vab do abb acc aca aba bbb abb aba aca acc Vac Hình 3.12 Điều biến hai mặt 8 khoá Phương pháp 10 khoá Phương pháp này nhằm giảm sự méo sóng hài bằng cách thêm một vector không khác vào cuối của chu trình, tạo ra 2 khoảng dẫn phụ. Như vậy tần số đóng cắt tăng lên gấp đôi, với cùng số lần đóng cắt trên một giây thì tần số đóng cắt giảm xuống còn 4/5 Ngoài ra còn một số phương pháp khác như phương pháp sóng hài thấp và phương pháp tổn hao thấp CHƯƠNG IV: XÂY DỰNG MÔ HÌNH MATRIX CONVERTER IV.1 PHÂN TÍCH LỰA CHỌN THUẬT TOÁN MÔ PHỎNG Thuật toán Venturini_Alesina và thuật toán điều chế vector không gian gián tiếp là những phương pháp được ứng dụng rộng rãi trong kỹ thuật điều khiển hoạt động của MC. Cả hai thuật toán trên đều có thể tạo ra tỉ số truyền điện áp tối đa qm = 0.866, có tính khả thi cao trong các ứng dụng yêu cầu hoạt động với thời gian thực. Thuật toán Venturini_Alesina có ưu điểm là khối lượng tính toán ít. Thông số đầu vào là giá trị tức thời của 2 điện áp dây đầu vào, các phép tính lượng giác trong các phương trình có thể được gia tốc bằng việc sử dụng các bảng tính sẵn đặt trong bộ nhớ ROM của các bộ vi xử lý. Hơn nữa do trình tự chuyển mạch giữa các van trên mạch lực trong các nhóm van ở đầu ra hoàn toàn giống nhau và được xác định trước nên việc điều khiển quá trình chuyển mạch đơn giản hơn rất nhiều. Trong khi đó, thuật toán điều chế vector không gian gián tiếp yêu cầu khối lượng tính toán lớn, biên độ và góc pha của vector dòng điện vào và vector điện áp ra được tính toán đồng thời trong tong chu kỳ cắt mẫu Tseq. Trình tự chuyển mạch giữa các van trên mạch lực được xác định dựa vào vị trí góc của vector dòng điện vào và vector điện áp ra, do đó quá trình chuyển mạch phức tạp hơn rất nhiều. Trong một số trường hợp phải tiến hành tối ưu lại trình tự chuyển mạch (giảm số lần chuyển mạch từ 10 lần xuống 8 lần trong một chu kỳ cắt mẫu Tseq). Do đó, xét về mặt mô phỏng thì việc xây dựng mô hình Matrix Converter sử dụng thuật toán Venturini_Alesina đơn giản và dễ dàng hơn rất nhiều. IV.2 XÂY DỰNG MÔ HÌNH MATRIX CONVERTER BẰNG MATLAB/ SIMULINK IV.2.1. Thành lập các phương trình cơ sở cho việc xây dựng mô hình MC Như đã trình bày trong mục III, các phương trình (3.15), (3.16) chính là cơ sở cho việc xây dựng mô hình MC bằng các phần mềm mô phỏng chuyên dụng. Việc tính toán các thông số đầu vào của phương trình được thực hiện dựa trên giá trị tức thời của điện áp vào thông qua một số phép biến đổi toán học. Gọi VAB, VBC là giá trị tức thời của điện áp dây đầu vào, biên độ và góc pha của điện áp vào được xác định theo công thức: (4.1) (4.2) Tương tự , với hệ thống điện áp đích ta có: (4.3) (4.4) Tỉ số truyền điện áp q được xác định theo biểu thức: (4.5) Thay (5) vào phương trình xác định điện áp ra ta có: (4.6) Với , tương ứng với k = a, b, c Xét riêng với pha a, điện áp ra và thời gian dẫn của các khoá được xác định theo biểu thức: (4.7) (4.8) (4.9) (4.10) Đặt (4.11) (4.12) (4.13) Kết hợp với (8), (9), (10) ta có: (4.14) (4.15) (4.16) Từ các phương trình trên, ta có mô hình một pha của MC dùng Matlab/Simulink như trong hình vẽ. Sơ đồ chi tiết của các khối chức năng trong sơ đồ được cho trong các hình từ … Tương tự như trên, ta có được mô hình MC cho các pha B, và pha C. Về nguyên tắc, các khối chức năng trong các mô hình cho pha A, B, C không có sự khác biệt. Sự khác nhau duy nhất nằm trong các khối chức năng M1&M2, trong đó Va trong các phương trình (4.14), (4.15) lần lượt được thay bằng Vb, Vc tương ứng với các pha B, C. Sơ đồ chi tiết của mô hình được cho trong hình IV.2.2. Phân tích các khối chức năng trong mô hình Khối clock: tạo nhịp thời gian cho quá trình mô phỏng Khối điện áp nguồn, điện áp đích: các thông số của khối điện áp nguồn gồm có tần số nguồn cấp, biên độ điện áp nguồn (Amp) và biên độ điện áp nhiễu (A, A=0 trong trường hợp điện áp lưới cân bằng). Khối tạo điện áp đích tạo ra hệ thống điện áp sin ba pha đầu ra với tần số và biên độ mong muốn. Khối này cũng giống khối điện áp nguồn ngoại trừ một điều là giá trị A luôn đặt bằng không. Khối tính biên độ, góc pha điện áp vào, ra: khối này thực hiện các phương trình (4.1)-(4.4), xác định biên độ, góc pha điện áp vào, ra. Hình 4.1 Khối tính biên độ và vị trí vector điện áp vào Vim^2 & wit Hình 4.2 Khối tính biên độ và vị trí vector điện áp ra Vom^2 & wot Khối q: tính toán tỉ số truyền yêu cầu, khối này cũng bao gồm bộ hạn chế để giới hạn tỉ số truyền qm=0.866. Hình 4.2 Khối tính tỉ số truyền áp q =Vi/Vo Khối K1&K2, K3: thực hiện chức năng của phương trình (4.11)-(4.13), tính toán các giá trị K1, K2, K3. Hình 4.3 Khối tính các giá trị K1(K31) & K2(K32) Hình 4.4 Khối tính giá trị K3 (K33) Khối M1&M2, M3: Thực hiện chức năng phương trình (4.14)-(4.16), tính toán thời gian dẫn dòng cho các van trên mạch lực. Hình 4.5 Khối tính các giá trị M1&M2, M3 Khối logic chuyển mạch: tạo ra các xung điều khiển đóng mở các van trên mạch lực dựa trên cơ sở so sánh giữa các tín hiệu M1, M2, M3 với tín hiệu xung tam giác (ST) có tần số bằng tần số cắt mẫu. Khối tạo tín hiệu xung tam giác (Sawtooth) có dạng sau: Hình 4.6 Khối logic chuyển mạch Khối nguồn: Matrix Converter là biến tần trực tiếp vì vậy nên vấn đề bù nhiễu điện áp lưới là rất được quan tâm. Để mô phỏng bù nhiễu điện áp lưới ta chọn trường hợp nhiễu điện áp lưới là các sóng hài bậc 5 và bặc 7 (4.17) (4.18) (4.19) Khi đó bộ nguồn có dạng như sau: Hình 4.7 Khối bộ nguồn và nhiễu điện áp lưới Bộ khoá: Do sử dụng phần mềm Matlab/simulink nên các khoá bán dẫn ở đây để đơn giản và cho tốc độ tính toán nhanh ta mô phỏng trong trường hợp khoá lý tưởng, tức là chỉ làm nhiệm vụ đóng cắt mà thôi. Sử dụng phần tử khoá switch trong Matlab/simulink/nonlinear/switch phần tử này là thiết bị chuyển đổi được điều khiển bởi tín hiệu ở đầu vào thứ hai đem so sánh vơí một giá trị đặt chọn trước. Đối với một pha đầu ra ta sử dụng ba khoá này các tín hiệu đóng cắt lần lượt được đưa vào các chân điều khiển, một đầu được nối với tín hiệu hằng zero đầu còn lại được nối với tín hiệu nguồn cung cấp a, b, c tương ứng. Do tại mỗi thời điểm chỉ có một van dẫn mà thôi, vì vậy tín hiệu ra dễ thấy là tổng của các tín hiệu điện áp đóng cắt (hình 4.1) Hình 4.8 Bộ khoá ra lý tưởng một pha (pha a) với threshold = 1 Từ các khối ở trên ta xây dựng được sơ đồ Simulink thực hiện thuận toán Venturini để tạo điện áp đầu ra một pha : ví dụ pha a Hình 4.9 Sơ đồ khối tạo điện áp đầu ra một pha VD pha a Sơ đồ SimuLink tạo áp ra 3 pha có bù nhiễu Hình 4.10 Sơ đồ khối tạo điện áp ra 3 pha có bù nhiễu IV.3. XÂY DỰNG MÔ HÌNH MC CHO MỘT PHA DÙNG MATLAB /POW -ER BLOCKSET Sử dụng các phần tử công suát trong thư viện Matlab/Power Blockset ta có thể xây dựng mô hình MC và thu được đặc tính dòng - áp gần sát với thực tế hơn. So với mô hình dùng Matlab/Simulink, mô hình này có một vài điểm khác biệt. Đó là, do bản thân các IGBT có thời gian trễ khi chuyển trạng thái nên không thể áp dụng quá trình chuyển mạch lí tưởng để điều khiển quá trình chuyển mạch giữa các van. Kỹ thuật chuyển mạch được sử dụng ở đây là kỹ thuật chuyển mạch bốn bước. IV.3.1 Xây dựng các BDS và modul công suất 3pha_1pha: Hình 4.11 Mô hình khoá hai chiều kiểu E chung dùng Matlab/powersys Các BDS được xây dựng từ các khối IGBT và diode mắc theo kiểu CE. Sơ đồ chi tiết của một BDS và modul công suất 3pha-1pha được cho trong hình vẽ. Do các IGBT và diode được xây dựng như những nguồn dòng nên về nguyên tắc chúng không được mắc nối tiếp nhau. Để đảm bảo cho mô hình hoạt động được phải loại bỏ vai trò mạch bảo vệ của các diode, các mạch bảo vệ của IGBT là các mạch thuần trở với điện trở cỡ MW. IV.3.2. Mô hình hệ thống dùng Matlab/Power Blockset Mô hình bộ khoá chuyển mạch thiết bị khoá hai chiều tải một pha được thể hiện trên hình 4.12. Hình 4.12 sơ đồ chuyển mạch bốn bước xây dựng trên Matlab/powersys IV.4. PHÂN TÍCH KẾT QUẢ MÔ PHỎNG IV.4.1 Kết quả mô phỏng với tải R_L Tất cả các kết quả mô phỏng đều được thực hiện với thông số của lưới như sau: biên độ hiệu dụng 220(V), tần số lưới 50Hz. Do mô phỏng chỉ đẻ kiểm tra, phản ánh chất lượng sóng vào ra mà không mang tính điều khiển nên tải ở đây ta chọn là tải RL.: Thông số của tải: R=18W, L=70mH; Thông số nguồn: f1 =50Hz, Vim =220*sqrt(2); A = 0 (không có nhiễu) a> q=0.3, f0 = 30Hz Hình 4.13 Hệ thống dòng vào và điện áp vào (VA, IA) Hình 4.14 Hệ thống, dòng đầu ra của MC (Ia Ib Ic) Hình 4.15 Hệ thống dòng tải ba pha (Ila, Ilb, Ilc) Hình 4.16 Điện áp đầu ra MC (Voa) Hình 4.17 Hệ thống điện áp dây Vab và dòng tải Ila*20 b> q=0.5, fo = 30Hz Hình 4.18 Hệ thống dòng vào và điện áp vào (VA, IA) Hình 4.19 Điện áp dây Vab và dòng tải Ila*20 Hình 4.20 Điện áp đầu ra MC (Voa) Hình2.21 Hệ thống dòng tải ba pha (Ila, Ilb, Ilc), dòng đầu ra của MC (Ia Ib Ic) Ic> q=0.866, f0 = 30Hz Hình 4.22 Hệ thống dòng vào và điện áp vào (VA, IA); Điện áp dây Vab và dòng tải Ila*20 Hình 4.23 Điện áp đầu ra MC (Voa) d> q=0.5, fo 30Hz, A=10V Hình 4.24 Hệ thống dòng vào và điện áp vào (VA, IA) Hình 4.25 Hệ thống điện áp đầu ra (Voa) và dòng đâu ra Matrix Converter(Ia,Ib,Ic) Hình 4.22 Hệ thống điện áp dây Vab và dòng tải Ila*20 a) Nhận xét kết quả mô phỏng : Kết quả mô phỏng chính xác về mặt lý thuyết, đem so sánh với các kết quả được công bố trên các tạp chí khoa học thì có kết quả tương tự. Nhiễu điện áp lưới đã được bù rất tốt, hệ số công suất đầu vào bằng một, dạng sóng dòng điện vào và áp ra là rất sin, đáp ứng biến đổi tần số nhanh và tuyến tính. Mô phỏng logic chuyển mạch không gặp các trường hợp quá áp hay quá dòng, cho ta tin tưởng vào mô hình thiết kế cùng với thuật toán điều khiển để thực hiện thiết kế mạch thật b) So sánh với biến tần nguồn áp + Tính phức tạp Phức tạp hơn do khối lượng tính toán lớn do tồn tại nhiều phép tính lượng giác Vì vậy để thực hiện nó ta không sử dụng được các thiết bị logic để tạo ra sóng sin chuẩn và sóng mang như các bộ PWM của biến tần nguồn áp thông thường Dẫn đến phải sử dụng bộ VXL tốc độ cao. Cờu trúc mạch điều khiển MC thông thường sử dụng 2 VXL làm việc song song trong đó một VXL giải quyết các bài toán liên quan đến thời gian thực, tính toán thời gian dẫn các van trên mạch lực từ các thông số đầu vào; một VXL làm nhiệm vụ điều khiển quá trình chuyển mạch cho các khoá trên mạch lực và giao tiếp với người sử dụng + Khả năng mở rộng của mô hình Mô hình được xây dựng bằng Matlab/Simulink có tốc độ chạy chương trình nhanh được xây dựng thành khối hoàn thiện với đầu vào là các điện áp đích (đặt) đầu ra là điện áp mong muốn. Vì vậy mô hình có thể được dùng trong các mô hình mô phỏng mạch vòng điều khiển kín với động cơ xoay chiều 3 pha. KẾT LUẬN CHUNG Qua thời gian thực thiện đồ án tốt nghiệp, với đề tài “Ngiên cứu bộ biến tần AC-AC Matrix Converter” đã giúp em hiểu rõ hơn những vấn đề lý thuyết và thực tế liên quan đến đề tài nhằm củng cố thêm các kiến thức đã học trong trường. Được sự hướng dẫn, giúp đỡ nhiệt tình của các thầy cô giáo trong bộ môn Tự Động Hoá XNCN, đặc biệt là thày hướng dẫn Trần Trọng Minh cùng với sự nỗ lực của bản thân, đến nay bản đồ án đã tương đối hoàn thành. Trong bản đồ án đã đề cập đến các vấn đề về điện tử công suất đối với bộ biến tần - Matrix Converter - Một bộ biến tần trực tiếp AC/AC, có rất nhiều ưu thế so với các bộ biến tần kinh điển. Tuy nhiên do hạn chế về thời gian và các thiết bị thực hành nên đề tài chưa hoàn thiện đầy đủ. Chỉ dừng lại ở việc mô phỏng dùng Matlab/Simulink. Tôi rất mong được sự góp ý xây dựng và sửa đổi của các thầy cô giáo và các bạn có quan tâm. Xin trân trọng cảm ơn.! Sinh viên thực hiện Trịnh Văn Hải MỤC LỤC Tài liệu tham khảo Tài liệu dùng cho thuật toán điều biến và xây dượng mô hình mô phỏng: [1] Sedat Sunter, Huseyin Altun và Jon C.Clare, “A control technique for compensating the effects of input voltage variation on matrix converter modulation algorithms” MELECON [2] H.Altun và S.Sunter, “ Simulation and modeling of vector controled 3-phase matrix converter indution motor drive ”, ELECO’01. [3] Sedat Sunter và Jon C.Clare, ”feedforward indirect vector control of a matrix converter-fed indution motor drive” compel 19,4 [4] Sedat Sunter và Jon C.Clare(1996), “A true four quadrent matrix converter indution motor drive with servo performance” PESC,Baveno. [5] Y.Tatar,vaf S.Sunter “ Pspice modelling and simulation of a matrix converter-fed indution motordrive” Tài liệu dùng cho chương Chuyển mạch: [6] Cho, J.G. vaf Cho, G.H.(1991), “ soft switched matrix converter for highfrequence direct AC/AC power conversion”, EPE Conf.Rec. [7] Wheeler và J.Clare(1998), “Intelligent commutation of matrix converter bi_directional switch cell using novel gate drive tecniques”,PESC’98. [8] Jochen Mahlein, Jorg Weigold và Olaf Simon, “New concepts for Matrix converter design” IECON’01 [9] Christina Klumpner, Peter Nielsen, Ion Boldea và Frede Blaabjeerg, “ A matrix converter_motor (MCM) for industry application” [10] Peter Nielsen, Frede Blaabjerg,” New protection issues of a matrix converter: Design considerations for adjustable-speed drives” IEEE vol 35, no5, Tháng 9 năm 1999. [11] P.W.Wheeler và D.A. Grant “ A new low loss matrix converter for AC variable-speed drives.” IPEMC’94 trang 851-856. [12] O.Simon và M.brucmann, “EconoMac the first all-in-one IGBT “module for Matrix converter “ [13] L.Empringham, P.M.Wheleer , J.C.Clare “ Bi-dirictional switch curent commutation for Matix converter application” [14] Axel Schuster, “ Amatrix converter without rective clamp elements for an indution motor drive system”. [15] Christina Klumpner và Ion Baldea,”The matrix converter : Overvoltages caused by the output filter , Bidirectional power flow, and Control for artificial, loading of induction motors”. Các tài liệu đọc thêm khác 16] Điện tử công suất, Nguyễn Bính, 1996, NXB Khoa học và kỹ thuật, 1996 17] Giáo trình Điện tử công suất, Trần Trọng Minh, NXB Giáo dục 18] Điều chỉnh tự động truyền động điện, Bùi Quốc Khánh, Phạm Quốc Hải, Nguyễn Văn Liễn, Dương Văn Nghi, NXB Khoa học và kỹ thuật, 1996 19] Điều khiển tự động truyền động xoay chiều ba pha, Nguyễn Phùng Quang, NXB Giáo dục, 1996 20] Điều khiển số máy điện, Lê Văn Doanh, Nguyễn Thế Công, Nguyễn Trung Sơn, Cao Văn Thành, NXB Khoa học và kỹ thuật, 1999 21] Từ điển khoa học kỹ thuật điện, Đỗ Quang Đạt, Đỗ Gia Phan, NXB Khoa học và kỹ thuật, 1999 22] Lý Thuyết điều khiển tự động, Phạm Công Ngô Khoa học và kỹ thuật, 1996 23] Phân tích và giải mạch điện tử công suất, Phạm Quốc Hải, Dương Văn Nghi, NXB Khoa học và kỹ thuật, 1997