Đồ án Tìm Hiểu Về Công Nghệ CDMA

ci = ±1), thì tín hiệu PN này là :c(t) = Trong đó: là xung chữ nhật đơn vị, ck được gọi là chip và khoảng thời gian Tc giây được gọi là thời gian chip (tín hiệu PN có chu kỳ NTc) 1 , 0£ t < T 0 , nếu khác = Với : N = 15; {ci, i= 0.. . ., 14} ={1,1,1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1} 1 -1 c(t) Một chu kỳ t Hình 3.7 : Thí dụ về tín hiệu PN c(t) được tạo từ chuỗi PN có chu kỳ N=15 qc (t) =ATc(t) = 1 -, |t| £ Tc 0 nếu khác Khi này hàm tự tương quan là: Và mật độ phổ công suất (PSD) được xác định bởi: Các Hệ thống DS/SS-BPSK 3.1. Máy phát DS/SS BPSK: Ta có thể biểu diễn số liệu hay bản tin nhận các giá trị ±1 như sau: b(t) = Trong đó : bk = ±1 là bit số liệu thứ k và T là độ rộng của một bít số liệu (tốc độ số liệu là 1/T bit/s). Tín hiệu b(t) được trải phổ bằng các tín hiệu PN, c(t) bằng cách nhân hai tín hiệu này với nhau. Tín hiệu nhận được b(t).c(t) sau đó sẽ điều chế cho sóng mang sử dụng BPSK, cho ta tín hiệu DS/SS BPSK xác định theo công thức sau: s(t) = Ab(T).c(t).cos(2pfct+q) Trong đó A là biên độ, fc là tần số mang và q là pha của sóng mang. Trong rất nhiều ứng dụng 1 bit bản tin bằng một chu kỳ của tín hiệu nghĩa là T=N.Tc. Ta sử dụng giả thiết này cho các hệ thống DS/SS BPSK. Bản tin cơ số hai b(t) Tín hiệu PN cơ số hai c(t) Sóng mang Acos(2pfct +q) Tín hiệu DS/SS-BPSK s(t) =Ab(t)c(t)cos(2pfct +q) Bộ điều chế (BPSK) c(t) 3T T 2T 0 1 -1 b(t) t 2NTc . . . 0 1 -1 c(t) t NTc . . . Tc . . . Một chu kỳ ( Giả thiết N =7; T =NTc ) 2NTc . . . 0 1 -1 b(t)c(t) t NTc . . . Tc . . . Hình 3.8: Sơ đồ khối máy phát DS/SS-BPSK Tc . . . . NTc . . . . .2NTc . . . . . (Ở hình này sóng mang có q = -p/2 và fc =1/Tc) A -A 3.2. Máy thu DS/SS-BPSK: Mục đích của máy thu DS/SS –BPSK là lấy bản tin b(t) (số liệu {bi} từ tín hiệu thu được bao gồm tín hiệu được phát cộng với tạp âm. Do tồn tại trễ lang truyền t nên tín hiệu thu là: s(t-t) + n(t) = Ab(t-t) c(t-t) cos [2pfc(t-t) + q’] + n(t)’ Trong đó n(t) là tạp âm của kênh và đầu vào máy thu. Giải thích quá trình khôi phục lại bản tin ta giả thiết không có tạp âm. Trước hết tín hiệu thu được trải phổ để giảm băng tần rộng vào băng tần hẹp. Sau đó nó được giải điều chế để nhận được tín hiệu băng gốc. Để giải trải phổ tín hiệu thu được nhân với tín hiệu (đồng bộ) PN c(t-t) được tạo ra ở máy thu, ta được: w(t) = Ab(t-t). c2(t-t).cos (2pfct + q’) = Ab(t-t).cos (2pfct + q’) Vì c(t) bằng ± 1, trong đó q’ = q - 2pfct. Tín hiệu nhận được là một tín hiệu băng hẹp với độ rộng băng tần là 2/T. Để giải điều chế ta giả thiết rằng máy thu biết được pha q’ (và tần số fc) cũng như điểm khởi đầu của từng bit. Một bộ giải điều chế BPSK bao gồm một bộ tương quan (Correlator) đi sau là một thiết bị đánh giá ngưỡng. A -A NTc NTc NTc t0 t1 t2 t Khôi phục ĐH KH Khôi phục SM + - Đồng hồ tín hiệu PN Bộ tạo tín hiệu PN nội c(t-t) 1 hay -1 z cos(2pfct+q’) S(t-t)=Ab(t-t) c(t-t)cos(2pfct+q’) ti Bộ giải điều chế BPSK 0 1 -1 c(t) t Hình 3.9: Sơ đồ khối máy thu DS/SS-BPSK ĐHKH : Đồng hồ ký hiệu, SM : Sóng mang, TH : Tín hiệu  Tín hiệu PN đóng vai trò như một ‘mã’ được biết trước ở cả máy phát và máy thu chủ định. Vì máy thu chủ định biết trước nên nó có thể giải trải phổ tín hiệu SS để nhận được bản tin. Mặt khác có một máy thu không chủ định không được biết mã, vì thế ở các điều kiện bình thường nó không thể giải mã bản tin. Điều này thể hiện rõ ở phương trình của máy thu, do c(t) nên máy thu không chủ định chỉ nhìn thấy một tín hiệu ngẫu nhiên ± 1. Ta giả thiết rằng máy thu biết trước một số thông số sau :t, ti, q’ và fc. Thông thường máy thu biết được tần số sóng mang fc, nên nó có thề tạo ra bằng cách sử dụng một bộ dao động nội. Nếu có một sự khác biệt giữa tần số của bộ dao động nội và tần số sóng mang, thì một tần số gần với fc có thể được tạo ra và có thể theo dõi được tần số chính xác bằng một mạch vòng nối tiếp, (dùng vòng khoá pha). Máy thu phải nhận được các thông số khác như t, ti và q’ từ tín hiệu thu được. Quá trình nhận được t được gọi là quá trình đồng bộ gồm hai gia đoạn :bắt mã bám mã. Quá trình nhận được ti được gọi là quá trình khôi phục đồng hồ (định thời) ký hiệu (STR). Còn quá trình nhận được q’ (cũng như fc) được gọi là quá trình khôi phục sóng mang. Việc khôi phục sóng mang và đồng bộ có vai trò quan trọng trong máy thu. Khi T/Tc =N (chu kỳ của chuỗi PN), có thể nhận được định thời của ký hiệu ti một khi đã biết t. Ta khảo sát một cách ngắn gọn ảnh hưởng của sai pha sóng mang và sai pha mã ở máy thu. Giả thiết máy thu sử dụng cos (2pfct +q’ + g) thay cho (2pfct +q’) cho bộ giải điều chế và sử dụng c(t -t’) làm tín hiệu PN nội, nghĩa là sóng pha có sai pha g và tín hiệu PN có sai pha t -t’. Khi đó zi sẽ là: Zi = Ab(t -t) c(t -t) c(t -t’)cos(2pfct +q’ + g) (2pfct +q’)dt = A/2b(t -t) c(t -t) c(t -t’)cos( g)dt = ± AT/2 cos(g)1/Tc(t -t) c(t -t’)dt = ± AT/2 cos(g)qc(t -t’) Tích phân của thành phần tần số nhân đôi bằng 0. Vì thế |zi| cực đại khi g = 0 và t -t’= 0. Nếu | t -t’| >Tc hay |g| =p/2, thì zi=0 thì máy thu vô dụng. Khi | t -t’| <Tc và|g| < p/2 thì |zi| giảm đại lượng, như vậy tỉ số tín hiệu trên tạp âm sẽ nhỏ gây ra xác xuất lỗi cao hơn. Tuy nhiên nó vẫn có thể hoạt động đúng khi sai pha | t -t’| và |g| nhỏ . 4. Mật độ phổ công suất (PSD): Ta xét mô hình bản tin và tín hiệu PN như các tín hiệu cơ số 2 ngẫu nhiên (mỗi bit hay mỗi chip nhận các giá trị +1 hay –1 đồng xác suất ). Bản tin (với biên độ ±1) có tốc độ bit 1/T bit/s và PSD: fb(f) = Tsinc2(fT) Có độ rộng băng tần 1/T Hz. Còn tín hiệu PN ( với biên độ ±1) có tốc độ chip 1/Tc và PSD là: fc(f) = Tsinc2(fTc) Với độ rộng băng tần 1/T Hz. Vì T/Tc là một số nguyên và vì khởi đầu của bit b(t) trùng với khởi đầu của chip c(t) nên tích b(t)c(t) có PSD như sau: fbc(f) = Tcsinc2(fTc) Có độ rộng băng tần 1/Tc Hz giống như độ rộng của c(t). Điều chế sóng mang chuyển đổi tín hiệu băng gốc vào tín hiệu băng thông s(t) có PSD là: fs(f) = có độ rộng băng tần 2/Tc Hz. Ở máy thu tín hiệu s(t-t) là phiên bản trễ của tín hiệu DS s(t). Nên PSD cũng giống như s(t) vì trễ không làm thay đổi phân bố công suất ở vùng tần số. Sau khi trải phổ ta được tín hiệu w(t) với PSD được xác định là: fw(f) = fw(f) có PSD băng hẹp với dạng phổ như b(t) nhưng được dịch sang trái và phải fc. Độ rộng băng tần của nó là 2/T, gấp 2 lần b(t). Từ PSD của các tín hiệu khác nhau ta thấy rằng PSD của b(t) được trải phổ bởi c(t) và sau đó được giải trải phổ bởi c(t-t) ở máy thu. 5. Độ lợi xử lý PG(dB): PG= Hiệu năng lượng của hệ thống: Cho đến nay chúng ta chưa đề cập kỹ đến các vấn đề tạp âm và nhiễu. Trong phần này em sẽ đề cập các hiệu năng của một hệ thống DS/SS-BPSK trong môi trường tạp âm Gausơ trắng cộng (AWGN – Additive White Gaussian Noise) và nhiễu. Em cũng khảo sát giao thoa nhiều người sử dụng gây ra do các tín hiệu DS khác và nhiễu tự gây do truyền nhiều tia. Ảnh hưởng của tạp âm trắng và nhiễu gây nghẽn: Hình 3.10 sau đây cho sơ đồ khối chức năng của máy phát và máy thu DS/SS-BPSK. Ơ đây ta cho rằng tín hiệu PN nội và sóng mang nội đồng bộ tốt với tín hiệu PN thu và sóng mang thu. Vì thế ta có thể giả thiết rằng trễ t bằng không. Lưu ý rằng pha của sóng mang q (hình 3.2.1 cho máy phát của DS/SS-BPSK) được coi bằng -p/2. (a) Máy phát Bộ điều chế (BPSK) c(t) b(t) (b) Máy thu Tín hiệu DS/SS- BPSK s(t) = Ab(t)c(t)cos(2pfct) b(t).c(t) Sóng mang r(t) =Ab(t)c(t) cos(2pfct) + n(t) + j(t) b’’(t) Ước tính của b(t) so+n0+j0 c(t) cos(2pfct) Thiết bị đánh giả ngưỡng (hạn biên cứng) Hình 3.10: Sơ đồ khối của máy phát và máy thu DS/SS-BPSK Đầu vào của bộ hạn biên cứng bao gồm ba thành phần: s0 từ tín hiệu mong muốn, n0 do tạp âm kênh và j0 do nhiễu của phát. Trước hết ta coi rằng không có nhiễu phát, nghĩa là j(t) =0, nên j0=0. SNR0 ta đánh giá s0 và n0. Với b(t) = ±1 và c(t) = ±1, thành phần tín hiệu s0 cho mỗi bit số liệu là: (1) Thành phần tạp âm n0 là: Giả thiết tạp âm là tạp âm Gausơ trắng cộng (AWGN) n(t) trung bình không có hàm tự tương quan là: (2) Nghĩa là hai biên PSD (mật độ phổ công suất) của tạp âm là N0 /2. Khi này n0 là một biến ngẫu nhiên Gausơ có trung bình không và phương sai: (3) Quá trình rút ra từ biểu thức trên ® vậy SNR0 là: SNR0 = (4) Ta có thể nhận thấy rằng SNR0 độc lập với tốc độ chip. Như vậy trải phổ không có ưu điểm về AWGN trong kênh. Hiệu năng hoạt động của hệ thống thường được đánh giá bằng xác suất lỗi bit hay xác suất lỗi ký hiệu. Xác suất lỗi thường được biểu diễn ở dạng Eb/N0, trong đó Eb là năng lượng tín hiệu trên một bit và N0 /2 là PSD hai biên của tạp âm Gausơ trong kênh . Tiếp theo ta sẽ xét ảnh hưởng của nhiễu phát. Giả định rằng có một tín hiệu nhiễu phát băng thông (với tần số trung tâm là f1) trong kênh. Cho tín hiệu nhiễu phát này là: j(t) = J(t) cos(2pf1t +y) (5) trong đó J(t) là tín hiệu thông thấp (quá trình ngẫu nhiên) và y là một biến ngẫu nhiên đồng đều ở (0,2p), độc lập với J(t). Ta rút ra rằng j(t) có trung bình không. Các hàm j(t) và J(t) tương quan với nhau theo biểu thức : fj(t) = ½fj (t)cos (2pf1t) (6) Công suất trung bình j(t) là Pj = fj(0) = fJ(0)/2. Giả sử j0 là thành phần đầu ra của bộ tích phân tương ứng với tín hiệu nhiễu phát. Xem rằng tín hiệu nhiễu phát là một tín hiệu băng hẹp, (nghĩa là độ rộng băng tần của tín hiệu nhiễu phát nhỏ hơn nhiều so với tín hiệu DS), ta có thể chỉ ra rằng phương sai được xác định bởi : E(j02) (7) Nếu ta kết hợp cả tạp âm Gausơ trắng cộng với tín hiệu nhiễu phát và giả thiết rằng chúng độc lập với nhau, thì SNR0 đầu ra bộ tích phân là: SNR0 = (8) Ta thấy rằng nhiễu phát ảnh hưởng giống như tạp âm trắng có PSD hai biên bằngPj Tc /2. Anh hưởng kết hợp của tạp âm trắng và nhiễu phát tương đương với ảnh hưởng của một tạp âm trắng có PSD hai biên là N0’/2 = (N0 +PjTc) /2. Vậy Tc càng nhỏ thì Pj càng ít ảnh hưởng lên sự giảm tỷ số tín hiệu trên tạp âm. Khi Tc đủ nhỏ đến mức PjTc <<N0 thì nhiễu phát không còn tác dụng . Bây giờ giả thiết rằng ta có tín hiệu nhiễu phát băng rộng, nghĩa là độ rộng băng tần của tín hiệu nhiễu phát lớn hơn độ rộng băng tần của tín hiệu DS (Bj >BDS). Khi đó, tín hiệu nhiễu phát giống như tạp âm trắng có tạp âm hai biên PSD : Pj /(2Bj), trong đó Bj là độ rộng băng tần của j(t). Công suất ra do tín hiệu nhiễu phát gây ra bây giờ sẽ là : Bởi vậy: SNR0 = và SNR0 = (9) Khi N lớn, độ rộng băng tần của tín hiệu DS: BDS cũng lớn, nghĩa là Bj lớn và ảnh hưởng của nhiễu phát nhỏ. Vậy công suất trung bình Pj phải lớn để nhiễu phát còn tác dụng . Kết luận : ta thấy rằng trải phổ không mang ưu việt về tạp âm trắng Gausơ. Ta cũng thấy rằng ảnh hưởng của nhiễu phát giảm đáng kể khi trải phổ. Nhiễu phát phải có công suất cao để có tác dụng và vì thế các hệ thống SS rất thích hợp trong thông tin quân sự . Ảnh hưởng của nhiễu giao thoa và truyền đa tia Trong phần này em sẽ khảo sát nhiễu giao thoa nhiều người sử dụng gây ra do các tín hiệu DS khác và do truyền đa tia . Nhiễu giao thoa: Ta xét tình trạng tín hiệu thu chứa nhiễu giao thoa từ một tín hiệu DS khác. Trong trường hợp này tín hiệu thu sẽ là : r(t) = Ab(t).c(t).cos(2pfct) + A’.b’(t-t’).c’(t-t’) cos (2pfct +q’)+ n(t) (10) trong đó Ab(t).c(t).cos(2pfct) là tín hiệu mong muốn, A’.b’(t-t’).c’(t-t’) cos (2pfct +q’) là tín hiệu DS gây nhiễu và n(t) là tạp âm. Giả thiết rằng b(t), b’(t) và c’(t) là ±1 (tần số sóng mang giống nhau cho cả hai b(t) và b’(t), trong khi đó pha của sóng mang khác nhau, có nghĩa là hai tín hiệu này được phát độc lập với nhau). Sau khi nhân tín hiệu với c(t).cos(2pfct) và lấy tích phân (hình 2.5), đầu vào của bộ hạn biên cứng sẽ là: s0 + s’0 + n0 trong đó: s0 = ± AT/2 và : s’0 =A’ b’(t-t’).c’(t-t’)c(t) cos(2pfct+q’)cos(2pfct)dt (11) = A’/2 cos (q’) b’(t-t’).c’(t-t’)c(t)dt = A’T/2 cos (q’) [±1/T c’(t-t’)c(t)dt ±1/Tc’(t-t’)c(t)dt} Hai thành phần trong ngoặc vuông ±1/Tc’(t-t’)c(t)dt và ±1/Tc’(t-t’)c(t)dt là các hàm tương quan chéo từng phần được chuẩn hóa của c(t) và c’(t). Dấu ± xuất phát từ giá trị của b’(t-t’) có thể là +1 hay –1. Tương quan chéo gây nhiễu ít. Vì thế ở môi trường đa người sử dụng ta phải thiết kế các tín hiệu PN sao cho chúng có tương quan chéo nhỏ . Truyền đa tia: Ở trường hợp truyền đa tia, tín hiệu thu gồm thành phần đi thẳng và các thành phần không đi thẳng phản xạ từ các công trình nhân tạo hay địa hình tự nhiên. Tín hiệu không đi thẳng cũng như tín hiệu đi thẳng là một tín hiệu băng rộng. Tín hiệu PN nội được đồng bộ đến tín hiệu đi thẳng. Vì thế tín hiệu đi thẳng được giải trải phổ còn tín hiệu không đi thẳng không được giải trải phổ. Vấn đề gần – xa (Near – Far) Vấn đề gần xa là hiện tượng mà trong đó một hệ thống nhiều người sử dụng gặp nguy hiểm do sự có mặt của một tín hiệu mạnh. Ta xét một hệ thống đa xâm nhập DS/SS. Giả thiết rằng có K người sử dụng phát tín hiệu trên cùng một kênh. Việc thu tín hiệu bị nhiễu do tạp âm và các tín hiệu của K-1 người sử dụng khác. Giả thiết N0 /2 là PSD (tạp âm trắng Gausơ) của kênh tạp âm và giả sử Ps là công suất trung bình của từng tín hiệu. Khi đó PSD của tín hiệu của từng người sử dụng là (PsTc /2)[ Sinc2((f-fc)Tc) + Sinc2((f+fc)Tc)}. Bằng cách lập mô hình K-1 tín hiệu gây nhiễu như là các tâp âm trắng Gausơ, có thể xấp xỉ hoá PSD kết hợp bằng (K-1)PsTc /2. Vậy SNR tương đương là: (12) Biểu thức này cho thấy nhiễu tăng xác suất lỗi bit. Bây giờ ta khảo sát một trong số K-1 người gây nhiễu rất gần máy thu. Do luật tỉ lệ nghịch hàm mũ bình phương của truyền lan sóng điện từ, tín hiệu của người gây nhiễu đến máy thu khi này sẽ lớn hơn rất nhiều, giả sử là P’s=aPs, trong đó a là tăng bình phương khi người gây nhiễu này tiến đến gần máy thu. Chẳng hạn nếu người gây nhiễu mạnh này ở gần máy thu 10 lần hơn so với máy phát tín hiệu chủ định thì a là: 102=100. Như vậy SNR tương đương là: (13) Khi a lớn, SNR giảm mạnh và xác suất lỗi trở nên quá lớn. Nói một cách khác ta có thể duy trì xác suất lỗi ở mức cho phép bằng cách giảm số K-2 người sử dụng và số người sử dụng này có khi phải loại bỏ hoàn toàn khi a lớn . Tính chất khó thu trộm: Một lợi thế của tín hiệu DS/SS là chúng rất khó phát hiện và thu trộm. Để hiểu được vấn đề này ta xét tín hiệu DS cộng với tạp âm: Ab(t).c(t).cos(2pfct)+ n(t) PSD của tín hiệu này là : (A2Tc/4){Sinc2((f-fc)Tc) + Sinc2((f+fc)Tc)} (14) có giá trị lớn nhất là A2Tc/4 và tạp âm Gause trắng cộng (AWGN) có PSD là N0/2. Trong các ứng dụng như các hệ thống điện thoại di động, thường đòi hỏi tỷ số bit lỗi là 10 –3 hay 10 –6. Để đạt được điều này phải có SNR = Eb /N0 vào khoảng 6,8 dB đến 10,5 dB (coi rằng điều chế là BPSK). (là Eb /N0 »5 đến 11), trong đó Eb là năng lượng trên một bit của tín hiệu DS, Eb =A2T/ 2. Vậy A2 T / (2N0 ) = 5 đến 11, nghĩa là A2Tc /(2N0) =5Tc /T đến 11Tc /T hay (A2Tc /4) /(N0 /2) = 5/PG hay 11/PG. Chiều cao của phổ tín hiệu DS (A2T /4) là 5/PG hay 11/PG lần chiều cao phổ tạp âm (N0 /2). Vì PG lớn nên các thừa số 5/PG và 11/PG thường nhỏ hơn nhiều so với 1. Vì vậy chiều cao của phổ của tín hiệu DS thấp hơn tạp âm, nghĩa là tín hiệu DS bị che lấp bởi tạp âm nên rất khó phát hiện và thu trộm . CHƯƠNG III : TRẢI PHỔ NHẢY TẦN Nếu trải phổ trực tiếp là điều chế trực tiếp bằng cách nhân tín hiệu số với mã trải phổ thì trải phổ nhảy tần là điều chế gián tiếp bằng cách nhân tín hiệu tin tức với tần số sóng mang ngẫu nhiên WPN(t). Khác với trải phổ trực tiếp chuỗi PN ở đây tốc độ không quá lớn. I. Máy phát trải phổ nhảy tần: Sơ đồ máy phát trải phổ nhảy tần : Đồng hồ 1m Tạo PN Bộ điều chế Tổng hợp tần số b(t) Tin tức băng gốc fIF Hình 3.11: Máy phát trải phổ nhảy tần Qua sơ đồ ta thấy hệ thống trải phổ nhảy tần hoạt động gần giống như trải phổ chuỗi trực tiếp. Bộ phát mã PN nhị phân điều khiển bộ tổng hợp tần số bằng m bít đầu vào, một bít trong đó là bít dữ liệu nguồn Tb đã được mã hóa, m-1 bít còn lại là dãy PN. Bộ tổng hợp tần số phải nhảy tần đến một trong những tần số vô tuyến f1,,fn với n là con số hàng nghìn hoặc hơn nữa có sẵn được chọn bởi bộ phát mã ngẫu nhiên PN. Bộ nhân tần mở rộng dải thông tín hiệu do đó làm tăng tăng ích xử lý. Gọi Df = fi –fi-1là một bước nhảy tần số của bộ tổng hợp tần số. N là số tần số có thể có của bộ tổng hợp tần số. Độ tăng ích xử lý của hệ thống nhảy tần là: Gb = = =N W: độ rộng băng tần tín hiệu trải phổ BD: dãi thông tín hiệu băng gốc với. BD bằng một bước nhảy tần nhỏ nhất Df. II. Máy thu trải phổ nhảy tần: Hoạt động như sau: Dãy PN điều khiển bộ tổng hợp tần số một cách đồng bộ với máy phát nhờ mạch vòng đồng bộ. Tần số nhảy tần được nhân tần trở thành mã nén phổ. Tín hiệu thu được ở đầu ra bộ nhân có dải tần hẹp được đưa qua bộ lọc dải để đưa đến bộ giải điều chế để khôi phục lại dữ liệu nguồn. Để khôi phục lại đúng tín hiệu ban đầu người ta dùng thêm bộ mã hóa sửa sai ở phía phát đứng trước bộ tổng hợp tần số và bộ giải mã sửa sai phía sau bộ giải điều chế. Cổng sớm -muộn Dữ liệu ra Giải điều chế Bộ lọc BPF LNA BPF Bộ lọc mạch vòng mã hóa Mạch vòng đồng bộ Tạo PN Bộ tổng hợp tần số vô tuyến Hình 3.12: Máy thu trải phổ nhảy tần Có 2 loại trải phổ nhảy tần là : - Trải phổ nhảy tần nhanh - Trải phổ nhảy tần chậm III. Trải phổ nhảy tần chậm: Trong hệ thống trải phổ nhảy tần (FH-SS), tần số vô tuyến phát đi không đổi trong mỗi chip (trong mỗi khoảng nhảy tần) nhưng thay đổi từ chip đến chip. Tần số nhảy tần được phát đi bởi bộ tổng hợp tần số được điều khiển bởi những từ “word”, mà mỗi từ word gồm m số nhị phân, word m bit này tạo ra M = 2m, với m = 1,2,3, Trong hệ thống trải phổ nhảy tần chậm (SFH) có bước nhảy ngắn, tốc độ chip fH bé hơn tốc độ chip fb của tín hiệu băng gốc. Do đó trong cùng một tần số có nhiều bit băng gốc phát đi trước, khi nó nhảy đến tần số vô tuyến RF kế. Gọi một bước nhảy tần số giữa hai tần số kề cận nhau của bộ tổng hợp tần số là f (f phải lớn hơn tốc độ bit 1). Bề rộng dải tần vô tuyến của tín hiệu phát là W = K.M.f Với K là hệ số nhân tần. M là số tần số có thể của bộ tổng hợp tần số. Tăng ích xử lý của hệ thống nhảy tần: GP = = K.M Chu kỳ bước nhảy ngắn T H liên quan với chu kỳ bit là T H = kTP . fc= IV. Trải phổ nhảy tần nhanh: Trong hệ thống trải phổ nhảy tần nhanh (FFH) tốc độ chip rất nhanh, tốc độ chip lớn hơn tốc độ tin tức gốc. Trong trường hợp này, một chu kỳ bít thông tin được phát đi nhờ hai hay nhiều tín hiệu RF nhảy tần. Chu kỳ nhảy là: TC =T H = Tb k= 1,2,3 Hệ thống trải phổ nhảy tần nhanh trong một bít truyền xảy ra k bước nhảy tần số, có nghĩa là Tb = kTC hay fb =, nên băng thông của tín hiệu phát là: BWRF = k.(K.M.f) Tăng ích xử lý: === Do đó tăng ích xử lý của hệ thống FFH phụ thuộc vào tần số khác nhau M, số bước nhảy trên bit k, và hệ số nhân tần K. Đặt tính của hệ thống trải phổ nhảy tần trong môi trường nhiễu giao thoa: Trong hệ thống CDMA, trải phổ nhảy tần với giả thiết tạp âm nhiệt không đáng kể và không mã hóa sửa sai. Xác xuất sai lỗi trung bình là: = Với J là số lượng can nhiễu có công suất lớn hơn hoặc bằng công suất sóng mang của tín hiệu đang xét. M là tổng số các tần số có thể của bộ tổng hợp tần số . Trong trường hợp áp dụng mã hóa sửa sai và nhảy tần nhanh thì: = ( ) = là tổ hợp chập của c phần tử. Với = là xác suất sai đơn. q = 1-p c: là số lượng chip cho một bit tin tức nguồn r: là số lượng chip sai dẫn đến một bit lời giải sai. Ví dụ: Tính độ sai lỗi trung bình k, nếu hệ thống CDMA trải phổ nhảy tần có M = 1000, công suất can nhiễu vượt quá sóng mang là 4 dB ở máy thu làm mất một tín hiệu thoại. Giải: Trường hợp nhảy 1 bước/1 bit = = = 10-3 Trường hợp 3 bước nhảy/1 bit thông tin Ta có c= 3, r = 2, p = 10-3 Do đó: q = 1-p = 1 – 10-3 = 0.999 =()(10-3)x. (0.999)3-x = 3.10-6 Nhận xét: Đối với hệ thống không mã hóa và sửa sai thì Pe = 10-3, trong khi hệ thống phân xử (tăng 3 chip và giải mã) thì Pe =3.10-6. Như vậy xác xuất sai lỗi trung bình giảm đi 333 lần. Nếu khoảng cách giữa các bước nhảy f được quy định rõ dải thông RF cần tăng tỉ lệ với tốc độ chip để không có hiện tượng chồng lấn phổ. Tuy nhiên nếu áp dụng các kênh tần số có chồng lấn phổ đến mức cho phép thì có thể giảm dãy tần vô tuyến cần thiết cho sự truyền dẫn tín hiệu trải phổ cho trước. SỰ TRỄ PHÂN TÁN THỜI GIAN: Hiện tượng trễ: hướng truyền trực tiếp từ trạm gốc đến máy thu MS bị vật cản chắn. Nếu bộ tổng hợp tần số chưa nhảy đến tần số RF mới trước khi tín hiệu trễ đến máy thu, thì trễ gây ra nhiễu xấu đến chất lượng thông tin. Nếu sự nhảy tần xảy ra nhanh hơn sự trễ phân tán thời gian thì ảnh hưởng can nhiễu không đáng kể. Điều kiện đó có công thức: fc > với là chênh lệch thời gian truyền sóng của tia trực tiếp và tia gấp khúc. CHƯƠNG IV HỆ THỐNG TRẢI PHỔ DỊCH THỜI GIAN I. Trải Phổ Dịch Thời Gian: Đối với hệ thống này, số liệu được phát thành các cụm. Mỗi cụm có cấu tạo gồm k bit số liệu và thời gian chính xác để phát mỗi cụm được xác định bởi một chuỗi giả ngẫu nhiên PN. Giả thiết thang thời gian được chia thành các khung Tf giây, mỗi khung thời gian Tf giây lại được chia thành J khe thời gian. D0 đó mỗi khe thời gian có độ rộng là Tf/J giây. Biểu đồ thời gian được mô tả như hình sau: Hình 3.13: Biểu đồ thời gian của hệ thống TH/SS Trong thời gian mỗi khung, một nhóm k bit được phát trong Ts giây, tức là một trong J khe thời gian. Chuỗi giả ngẫu nhiên PN sẽ xác định khe thời gian nào được sử dụng để phát. Khi phát thì mỗi bit chỉ chiếm T0=Ts/k giây. Hình vẽ trên cũng cho thấy quan hệ giữa Tf, Ts và T0. Giả sử T là thời gian của một bit số liệu. Khi đó cần một thời gian Tf = k.T để kịp truyền dẫn số liệu vào. Nếu các bít số liệu vào là {bi, i=số nguyên} thì tín hiệu TH/SS có thể biểu diễn như sau: Trong đó: : là xung chữ nhật biên độ đơn vị và độ rộng T0 giây. ai [0,1,,J-1] :là số ngẫu nhiên được xác định bởi j bit của chuỗi PN và J=2j. Ở đây i thể hiện khung i, ai thể hiện số khe thời gian và l là số thứ tự bit trong mỗi cụm. Ta thấy rằng số liệu được truyền ở các cụm k bit mỗi lần với mỗi bit được truyền trong khoảng T0 = (Tf / J) / k giây. Do đó tốc độ bit khi phát cụm là 1/T0. Để truyền băng gốc độ rộng băng tần là 1/T0 Hz, nếu dùng truyền băng thông thì độ rộng băng tần là 2/T0 Hz. Bởi vì độ rộng băng tần của bản tin là 1/T, nên độ rộng băng tần được mở rộng bởi một thừa số là 2J khi truyền băng thông. Hệ Thống Lai: Bên cạnh các hệ thống miêu tả trên. Hệ thống lai được sử dụng để cung cấp thêm các ưu điểm cho đặc tính tiện lợi cho mỗi hệ thống. Thông thường đa số các trường hợp sử dụng hệ thống tổng hợp bao gồm: FH/DS, TH/FH, TH/DS. Các hệ thống tổng hợp của hai hệ thống điều chế trải phổ sẽ cung cấp các đặc tính tốt hơn mà một hệ thống riêng không thể có được. Hệ Thống Lai FH/DS: Hệ thống FH/DS sử dụng tín hiệu điều chế DS với tần số trung tâm được chuyển dịch một cách định kỳ. Một tín hiệu DS xuất hiện một cách tức thời với độ rộng băng là một phần trong độ rộng băng của rất nhiều tín hiệu trải phổ chồng lấn, và tín hiệu toàn bộ xuất hiện như là sự chuyển động của tín hiệu DS tới độ rộng băng khác nhờ các mẫu tín hiệu FH. Hệ thống FH/DS được sử dụng vì các lý do sau đây: Dung lượng trải phổ. Đa truy nhập và thiết lập địa chỉ phân tần. Ghép kênh. Hệ thống điều chế tổ hợp có ý nghĩa đặc biệt khi tốc độ nhịp của bộ tạo mã DS đạt tới giá trị cực đại, và giá trị giới hạn của kênh FH. Ví dụ trong trường hợp độ rộng băng RF yêu cầu 1Ghz thì hệ thống DS yêu cầu bộ tạo mã tức thời có tốc độ nhịp là 1136Mc/s, và khi sử dụng hệ thống FH thì yêu cầu một bộ trộn tần để tạo ra tần số có khoảng cách 5Khz. Tuy nhiên khi sử dụng hệ thống tổ hợp thì chỉ yêu cầu bộ tạo mã tức thời 114Mc/s, và một bộ trộn tần để tạo ra 20 tần số. Bộ tổng hợp FH/DS như sau thực hiện chức năng điều chế DS nhờ biến đổi tần số sóng mang (sóng mang FH là tín hiệu DS được điều chế) không giống như bộ điều chế DS đơn giản. Nghĩa là có bộ tạo mã để cung cấp các mã với bộ trộn tần được sử dụng để cung cấp các dạng nhảy tần, và một bộ điều chế cần bằng để điều chế DS. Bộ tổ hợp tần số Bộ tạo mã Đầu ra FH/DS Thông tin đầu vào Mã FH DS-code Mã DS + thông tin Bộ điều chế cân bằng Hình 3.14: Bộ điều chế tổng hợp FH/DS Sự đồng bộ được thực hiện giữa các mã FH/DS biểu thị rằng phần mẫu DS đã cho được xác định tại cùng một vị trí, tần số lúc nào cũng được truyền qua một kênh tần số nhất định. Tốc độ mã DS phải nhanh hơn tốc độ dịch tần. Do số lượng các kênh tần số được sử dụng nhỏ hơn nhiều so với số lượng các chíp, nên tất cả các kênh tàn số nằm trong tổng chiều dài mã sẽ được sử dụng nhiều lần. Các kênh được sử dụng ở dạng giả ngẫu nhiên như trong trường hợp các mã. Bộ tương quan được sử dụng để giải điều chế tín hiệu đã được mã hoá trước khi thực hiện giải điều chế băng tần gốc tai đầu thu : Bộ tương quan FH có bộ tương quan DS, và tín hiệu dao động nội được nhân với tất cả các tín hiệu thu được. Bộ tạo tín hiệu dao động nội trong bộ tương quan giống như bộ điều chế phát trừ hai điểm sau: Tần số trung tâm của tín hiệu dao động nội được cố định bằng độ lệch tần số trung gian (IF). Mã DS không bị biến đổi với đầu và băng gốc. Giải điều chế băng gốc Bộ lọc IF Điều chế cân bằng Mã FH Tổ hợp tần số Mã DS Đầu ra Tạo mã Hình 3.15: Bộ thu tổng hợp FH/DS Giá trị độ lợi xử lý của hệ thống tổng hợp FH/DS có thể được tính bằng tổng độ lợi xử lý của hai loại điều chế trải phổ FH và DS. Gp(FH/DS) = Gp(FH) + Gp(DS) = 10log(số lượng các kênh + 10log(BWDS/Rinfo) Do đó giới hạn giao thoa trở nên lớn hơn so với hệ thống FH hoặc hệ thống DS đơn giản. Hệ thống lai TH/FH: Hệ thống điều chế TH/FH được đáp ứng rộng rãi khi muốn sử dụng nhiều thuê bao có khoảng cách và công suất khác nhau tại cùng một thời điểm. Khuynh hướng chung là tạo ra một hệ thống chuyển mạch thoại vô tuyến có thể chấp nhận các hoạt động cơ bảncủa hệ thống như: sự truy nhập ngẫu nhiên hoặc sự định vị các địa chỉ phân tần. Đó cũng là một hệ thống có thể giải quyết các vấn đề liên quan đến khoảng cách. S21 = P2 – F(d) S11= P1 – F(d) T1 S12 = P1 – F(d) S22 = P2 – F(d) T1 R2 R1 F(D) >> F(d) Hình 3.16: Hệ thống thông tin hai đường liên quan đến khoảng cách Hệ thống này làm giảm ảnh hưởng giao thoa chấp nhận được của hệ thống thông tin trải phổ xuống tới vài độ. Do ảnh hưởng của khoảng cách gây ra cho tín hiệu thu không thể loại trừ được chỉ với tín hiệu xử lý đơn giản, mà một khoảng thời gian cố định nên được xác định để tránh hiện tượng chồng lấn các tín hiệu tại một thời điểm. Hệ thống lai TH/DS: Nếu phương pháp ghép kênh theo mã không đáp ứng được yêu cầu giao diện đường truyền khi sử dụng hệ thống DS thì hệ thống TH được sử dụng thay thế để cung cấp một hệ thống TDM cho khả năng điều khiển tín hiệu. Yêu cầu sự đồng bộ nhanh đối với sự tương quan mã giữa các đầu cuối của hệ thống DS, hệ thống TH giải quyết được các trường hợp này. Nghĩa là đầu cuối của hệ thống DS cần có một thời gian chính xác để kích hoạt TDM, để đồng bộ chính xác mã tạo ra tại chỗ trong thời gian chíp của mã giả ngẫu nhiên PN. Hơn nữa thiết bị điều khiển đóng, mở chuyển mạch yêu cầu để thêm TH-TDM vào hệ thống DS. Trong trường hợp này thì kết nối đóng, mở chuyển mạch có thể được trích ra một cách dễ dàng từ bộ tạo mã, sử dụng để tạo ra các mã trải phổ, và thiết bị điều khiển đóng, mở được sử dụng để tách các trạng thái ghi dịch cấu thành bộ tạo mã, dựa trên các kết quả, số lượng n cổng được sử dụng để kích hoạt bộ phát có thể thiết lập một cách đơn giản. Tín hiệu DS Mã PN Thông tin đầu vào Nguồn sóng mang Bộ điều chế cân bằng Bộ tạo bậc n F/F Khoá chuyển RF Các cổng a. Sơ đồ bộ phát TH/DS Tín hiệu TH/DS b: Bộ thu TH/DS Fc + IF Đầu ra (cổng thời gian) Bộ tạo bậc n Bộ điều chế cân bằng Bộ lọc IF Các cổng F/F Khoá chuyển RF Tín hiệu TH/DS thu được fc Mã PN Hình 3.17: sơ đồ khối hệ thống TH/DS Bộ thu giống như bộ phát ngoại trừ phần phía trước và một phần của bộ tạo tín hiệu điều khiển được sử dụng để kích hoạt trạng thái đóng, mở của tín hiệu được truyền đi. điều đó nhận được nhờ chọn trạng thái bộ ghi dịch, sao cho bộ ghi dịch này được tạo một cách lặp lại trong quá trình chọn mã đối với điều khiển thời gian. Trong bộ tạo mã dài nhất bậc n thì điều kiện thứ nhất được tồn tại, và điều này được lặp lại với chu kỳ là m. Khi chọn bậc là: n-r và tách tất cả các trạng thái của nó thì tạo mã có tạo tín hiệu ngẫu nhiên phân bố dài gấp hai lần chu kỳ mã. Trong trương hợp này n biểu thị độ dài bộ ghi dịch, và r nghĩa là bậc ghi dịch không tách được. Cũng vậy việc tạo đầu ra và chu kỳ tạo trung bình có khoảng các giả ngẫu nhiên có thể được chọn nhờ mã trong chu kỳ giả ngẫu nhiên. Loại phân chia thực hiện trong quá trình chu kỳ giả ngẫu nhiên này, có thể có nhiều người sử dụng kênh để có nhiều truy nhập, và có chức năng tiến bộ hơn so với giao diện ghép kênh theo mã đơn giản. CHƯƠNG V: MÃ TRẢI PHỔ NGẪU NHIÊN PN Tổng Quan Về Mã Trải Phổ: Mã trải phổ là dãy tín hiệu giả ngẫu nhiên (giả tạp âm trắng) được tạo ra đồng bộ để trải phổ ở máy phát, và nén phổ ở máy thu đối với phổ được truyền đi. Mã trải phổ còn được dùng để phân biệt các thuê bao với nhau khi có cùng chung dải thông truyền dẫn trong cơ chế đa truy nhập trong hệ thống CDMA. Đặc tính của mã trải phổ: Tỷ lệ các tần số 0 và 1 là mỗi ½. Đối với các số 0 và 1 thì ½ chuỗi dài có chiều dài là 1, ¼ có chiều dài là 2,. Nếu một chuỗi PN được dịch bởi bất cứ thành phần số lượng số dương và số âm bằng nhau tương ứng với dãy trước. Hàm tự tương quan: Hàm tự tương quan biểu thị sự giống nhau giữa tín hiệu f(t) với bản sao của nó bị trễ . Hàm tương quan chéo: Trong trường hợp mã trải phổ nhị phân dùng trong hệ thống CDMA, so sánh từng bít của tín hiệu, tính A-D để xác định hàm tương quan của hai tín hiệu xét (A: số bít cùng, D: số bít khác). Minh họa cho điều này ở hình 3.18(e). Ở hình 3.18 (a,b,c) biểu thị mô hình phát chuỗi nhị phân ngẫu nhiên lý tưởng có phổ giống tạp âm trắng. Trong mô hình này nguồn tạp âm AWGN được số hóa nhờ thiết bị ngưỡng và Flip-Flop đồng bộ. tần số lấy mẫu là tốc độ chíp fc. Đỉnh nhọn hàm tương quan ở hình 3.18(c) biểu thị = 0. Đặc điểm này giúp cho máy thu thực hiện đồng bộ dễ dàng với máy phát, chuẩn về thời gian. Nếu chuỗi d(t) có chu kỳ lặp lại N chíp thì được gọi là giả ngẫu nhiên. Mã trải phổ không những để trải phổ mà còn là chìa khoá để MS chọn ra tín hiệu trạm gốc phát cho nó trong môi trường CDMA. Muốn vậy mã trải phổ của MS khác nhau có tương quan chéo bằng 0, hoặc rất nhỏ. Điều kiện này đảm bảo nhiễu lẫn nhau tương quan chéo bằng 0. Tuy nhiên trong nhiều hệ thống thực tế các bộ phát tương quan dãy PN ở máy phát và máy thu được dùng với tương quan chéo đủ nhỏ. Những mã giản ngẫu nhiên PN giữ vai trò quan trọng trong hệ thống trải phổ. Mã giả ngẫu nhiên PN nó được tạo ra một cách độc lập ở nhiều vị trí (cả máy phát lẫn máy thu). Mã trải phổ không hoàn toàn ngẫu nhiên, nó cần phải xác định được. PN là tín hiệu chu kỳ xác định. Được xác định ở máy phát và máy thu. Nhưng mặt khác, mã PN có tính thống kê của một tạp âm trắng AWGN, nó có thể biểu hiện ngẫu nhiên, bất xác định với bất cứ máy thu nào ngoài phạm vi cuộc gọi. Mỗi quá trình thu phát CDMA đều được trải phổ. Mô hình phát chuỗi nhị phân ngẫu nhiên: Vin Lấy và giữu lấy mẫu FF Đồng hồ đồng bộ fc Thiết bị ngưỡng n(t) Vo d(t) Nguồn tạp âm trắng Hình 3.18 (a) Đáp ứng của chuỗi ngẫu nhiên: Tc d(t) d(t) Hình 3.18 (b) Hàm tự tương quan d(t): Hình 3.18 (c) Ra(т) TL 700 -100ms -Tc -Tc 1 7 + 100ms 0 Hình 3.18 (d) Hàm tự tương quan của dãy PN7 : 1 1 1 0 0 1 0 1 bít shift }Cùng: A Khác: D 7bit } A = 3 D = 4 A-D = -1 Shift 1{ Shift 0{ Hình 3.18 (e) Số bít cùng A và số bít khác D khi dãy PN7 dịch một bít: Các Loại Mã Trải Phổ PN : Mã trải phổ PN có rất nhiều loại nhưng thường dùng nhất là: dãy độ dài cực đại dãy m, dãy Gold, dãy Walsh. Dãy m: Chuỗi m nhị phân được tạo ra từ mạch ghi dịch nhiều Flip-Flop, và được hoài tiếp gồm nhiều cổng XOR và các khóa g. Mỗi chuỗi ghi dịch được định rõ bởi đa thức phát g(x), m>0. Sơ đồ mạch phát dãy m như sau: x0 xm-1 Hình 3.19: Sơ đồ mạch phát dãy m Si(m) x3 x2 x1 g2 Si(3) Si(1) ci Si(2) g1 g3 gm-1 xm Đến độ điều chế ci-m 1 -1 0 +1 ci-1 Trong sơ đồ trên, có N flip flop D được mắc thành bộ ghi dịch, mạch hồi tiếp gồm các cổng XOR và các khóa gi làm thay đổi chiều dài và đặc tính của dãy PN được tạo ra. Trong số đó, dãy có chiều dài cực đại là: L= 2N – 1 (L: số chip (cắt)). Các thuộc tính của chuỗi m: + Thuộc tính 1_Thuộc tính dịch: Dịch vòng ( dịch vòng trái hay dịch vòng phải) của một chuỗi m cũng là một chuỗi m. Nói cách khác nếu chuỗi ra không nằm trong tập Sm thì dịch vòng cũng không nằm trong tập Sm. Thuộc tính 2_Thuộc tính hồi quy: mọi chuỗi m đều thoả mãn tính hồi quy. Ci = g1ci-1 + g2ci-2 ++ gm-1ci-m+1 + ci-m Với i = 0,1,2,(Ngược lại mọi lời giải cho phương trình trên là 1 chuỗi trong tập Sm. Lưu ý rằng có m lời giải độc lập tuyến tính với phương trình hồi quy trên, nghĩa là m chuỗi độc lập tuyến tính trong Sm). Thuộc tính 3_thuộc tính cửa sổ: Nếu một cửa sổ độ rộng m trượt dọc chuỗi m trong tập Sm, mỗi dãy trong số 2m-1 dãy m bit khác không này sẽ được nhìn thấy đúng 1 lần. Thuộc tính 4_Số số 1 nhiều hơn số số 0: mọi chuỗi m trong tập Sm chứa 2m-1 số số 1 và 2m-1-1 số số 0. Thuộc tính 5_thuộc tính cộng: Tổng hai chuỗi m (cộng mod 2 theo từng thành phần) là một chuỗi m khác. Thuộc tính 6_Thuộc tính dịch và cộng: Tổng của một chuỗi m và dịch vòng của chính nó ( cộng mod 2 theo từng thành phần )là một chuỗi m khác. Thuộc tính 7_Hàm tự tương quan dạng đầu đinh: Hàm tự tương quan tuần hoàn chuẩn hóa của một chuỗi m được xác định như sau: R(i) 1 -3 2 -3 -2 -1 1/N 1 -N N-1 N R(i) =1 đối với I = 0 (mod N) và R(i) = -1/N với i0 (mod N) Hình 3.20: Hàm tự tương quan tuần hoàn dạng đầu đinh Thuộc tính 8_Các đoạn chạy(Runs) : Một đoạn chạy là một xâu các số “1” liên tiếp hay một xâu các số “0” liên tiếp. Trong mọi chuỗi m, một nửa số đoạn này có chiều dài 1, một phần tư có chiều dài 2, một phần tám có chiều dài 3chừng nào các phân đoạn còn cho một số nguyên các đoạn chạy. Thuộc tính 9_Pha đặc trưng: có đúng một chuỗi ra không nằm trong tập Sm thoả mãn điều kiện ci=c2i đối với tất cả iZ. Chuỗi m này được gọi là chuỗi ra không đặc trưng hay pha đặc trưng của các chuỗi m trong tập Sm. Thuộc tính 10_Lấy mẫu( Decimation): Lấy mẫu 1 từ n>0 của một chuỗi m (nghĩa là lấy mẫu cứ n bit mã một lần), được biểu thị bằng N/gcd(N,n) nếu không phải là chuỗi toàn không; đa thức tạo mã g’(x) của nó có gốc là mũ n của các gốc của đa thức tạo mã g(x). Các chuỗi Gold: Các chuỗi m là các hàm tự tương quan dạng đầu đinh, có thể chỉ ra rằng chúng có tự tương quan tuần hoàn dạng đầu đinh tốt nhất về mặt giảm tối đa tự tương quan lệch pha. Do đó các chuỗi m rất hoàn hảo cho hoạt động đồng bộ mã. Đối với thông tin đi bộ nhiều người sử dụng cần có một tập lớn các chuỗi SSMA hay CDMA có các giá trị tương quan chéo nhỏ. Một họ các chuỗi tuần hoàn có thể đảm bảo các tập chuỗi có tương quan chéo tuần hoàn tốt là các chuỗi Gold. Chuỗi Gold là mã trải phổ dùng cho CDMA, hàm tương quan chéo giữa hai dãy Gold bất kỳ khá nhỏ, hàm tương quan lấy 1 trong 3 giá trị sau: với l L 0 1 l L l L * r(N) Hình 3.21: Hàm tự tương quan của dãy 511 chip 1 6 2 9 3 7 5 4 4 6 3 1 9 h(x) = x +x + 1 2 3 5 4 4 6 7 8 9 7 8 9 Mạch tạo mã Gold có sơ đồ đơn giản và tạo ra được số lượng lớn dãy Gold cung cấp cho các MS trong mạng CDMA. h(x) = x + x + x + x + x +x + 1 Hình 3.22: Sơ đồ tạo mã Gold Như hình trên, chuỗi Gold là kết quả cộng module 2 đối với 2 dãy m được định thời bằng cùng tốc độ chip fc. Việc chọn đúng cặp dãy m là điều rất quan trọng trong việc thiết kế mạch tạo dãy Gold cho CDMA. Ý nghĩa quan trọng nhất trong việc tạo ra chuỗi Gold là: chọn đúng một cặp đặc biệt, chuỗi m có đặc tính tương quan nhau. Hai chuỗi m có cùng chiều dài L, cùng tốc độ chíp, sẽ tạo ra chuỗi Gold có chiều dài bằng L. Gọi N là số tầng trong chuỗi máy phát chuỗi m, lúc này chiều dài chuỗi Gold là L = 2N-1. Ta có thể thấy rằng với mỗi bước dịch giữa hai chuỗi m thì chuỗi Gold sẽ được tạo thành. Mỗi chuỗi m có chiều dài L, cùng số bước dịch giữa hai chuỗi m thì chấp nhận được. Do đó bộ phát chuỗi Gold kết hợp với hai chuỗi m khác nhau sẽ tạo ra chuỗi Gold cũng có chiều dài L khác nhau. Với việc chọn chuỗi m tương quan thấp tương ứng chuỗi Gold được tạo thành, và hàm tương quan giữa hai chuỗi Gold rất nhỏ. Chuỗi Walsh: Mã hoá kênh trực giao là: Hai chuỗi bít được gọi là trực giao nếu kết quả thu được sau khi XOR có số lượng bít 0 và 1 là bằng nhau. Trong hệ thống CDMA việc sử dụng các chuỗi trải phổ trực giao nhằm giảm can nhiễu giữa nhiều người sử dụng. Do đó cho phép nhiều người cùng chia sẻ một tần số giống nhau. Trên kênh liên kết hướng xuống mã Walsh dùng cách ly giữa các user. Điều này cho phép nhiều ngưồi sử dụng trên cùng một phổ tần được cấp phát mã. Trên kênh lưu lượng hướng xuống, hàm Walsh được trạm gốc đưa vào trải phổ cho các tín hiệu. MS có nhiệm vụ phát hiện và nén phổ đúng. Bảng mã chuỗi gồm 64 chuỗi, mỗi chuỗi dài 64 chip ( mỗi chíp là một số nhị phân 0 hay 1). Các mã Walsh trực giao với nhau. Các hàm không phù hợp với máy được đưa vào kênh lưu lượng hướng xuống tạo nên các tín hiệu mà các MS không nhận biết. Trong quá trình nén phổ chỉ có kênh phù hợp đuợc thể hiện. III. Các phương pháp điều chế và giải điều chế trong CDMA: Phương pháp điều chế và giải điều chế khóa dịch tần số FSK: Đối với phương pháp điều chế này, người ta thay đổi tần số sóng mang theo dải tín hiệu số cần truyền đi. Khi truyền dẫn tín hiệu số nhị phân, tần số sóng mang được thay đổi thành f0(tần số thấp) và f1(tần số cao) tương ứng với hai giá trị “0” và “1” của luồng số vào. Trong FSK, biên độ của sóng mang không thay đổi trong quá trình điều chế nên không gây lãng phí công suất và tạo khả năng loại trừ đối với tạp âm. Hệ thống FSK có tỉ lệ lỗi ít hơn ASK và giá trị C/N nhỏ.Tuy nhiên hệ thống FSK không hiệu quả bằng hệ thống PSK về mặt công suất và độ rộng băng sử dụng. 1.1. Sơ đồ khối bộ điều chế FSK: Bộ điều chế FSK thực chất là một bộ dao động điều khiển bằng điện áp VCO (Voltage Control Oscillator). Luồng tín hiệu số vào sẽ được đưa qua bộ chuyển đổi các mức logic thành các mức điện áp để điều khiển bộ VCO tạo ra sóng mang thay đổi theo các mức điện áp đầu vào của nó. Output (FSK) Input Binary VCO Hình 3.23: Sơ đồ khối của bộ điều chế FSK - Nguyên lý: Tín hiệu FSK cần tạo ra là tín hiệu sóng mang ở đầu ra có tần số thay đổi theo luồng tín hiệu số vào. Với sơ đồ trên, dạng tín hiệu đầu ra FSK như sau: S(t)=Vc* Cos[(] Với: :Tần số sóng mang trung tâm. :Độ di tần tỉ lệ với biên độ và cực tính của tín hiệu nhị phân ngõ vào. bit 1 là +V, bit 0 là -0V tạo nên độ di tần tương ứng là + và-. 1.2. Sơ đồ khối bộ giải điều chế FSK: - Sơ đồ khối của bộ giải điều chế FSK như sau: Output Binary Input FSK PD LPF AP VCO Hình 3.24: Sơ đồ khối của bộ giải điều chế FSK Đặc điểm: Do hệ thống CDMA thực hiện truyền qua môi trường vô tuyến, nên việc sử dụng tần số phải bảo đảm theo quy hoạch. Vì thế, điều chế FSK ít được dùng trong thông tin vô tuyến, nhưng nó có thể kết hợp với điều chế mã để tạo ra tính năng hữu dụng của nó. Ở đây, do thực hiện truyền qua môi trường vô tuyến nên mọi phương pháp tách sóng phải thực hiện theo phương pháp tách sóng không liên kết là nhiều hơn tách sóng liên kết. - Giải điều chế FSK liên kết: Đối với phương pháp này, người ta căn cứ vào tín hiệu thu được để khôi phục sóng mang(đồng bộ sóng mang). Loại tách sóng này ít dùng trong thực tế, do khó khăn trong việc liên kết tần số. Khoảng cách biệt tần số tối thiểu hay độ di tần đỉnh tới đỉnh cực tiểu là: 2fd, khi trực giao (tương quan chéo bằng 0) với tách sóng kết hợp là: 2fd = rb/2 (với rb là tốc độ bit tiêu chuẩn hóa) và xác suất lỗi Pe xác định theo công thức sau: PeFSK = ½ erfc[(1/2)* (W/rb)* (C/N)]1/2 FSK nếu so sánh với PSK về mặt xác suất lỗi thì ta thấy rằng xác suất lỗi bằng nhau nếu như công suất sóng mang của FSK tăng thêm 3dB. FSK kết hợp 99% độ rộng băng tần yêu cầu tuân theo quy luật Carlson, tức là 2 băng 2 lần di tần đỉnh đến đỉnh cộng với hai lần tần số điều chế cao nhất nếu tần số điều chế cao nhất được tính từ 0, có thể xem bằng một nữa độ rộng băng trung tần W. Độ di tần đỉnh tới đỉnh chia hết cho tần số điều chế cao nhất được định nghĩa là chỉ số điều chế m và có thể xem là độ di tần đỉnh tới đỉnh chia hết cho độ rộng băng W, và 99% độ rộng băng tần truyền dẫn là 2(1+m)W. Đối với phương pháp điều chế FSK kết hợp thì có độ di tần càng nhỏ càng tốt và xác suất lỗi Pe cũng là một hàm của độ di tần. Giảm độ di tần, Pe sẽ tăng lên. Giá trị tối ưu của độ di tần được xác định xấp xỉ bằng 0,7. - Giải điều chế FSK không liên kết: Phổ tần của điều chế FSK khi độ di tần từ đỉnh tới đỉnh là 2fd=krb (k là số nguyên) có các tần số sóng mang f0 - fd và f0 + fd.Từ phổ tần này, ta có thể dễ dàng tách ra tín hiệu mang tin nhờ hai bộ lọc băng thông với tần số trung tâm là f0 –fd và f0 + fd. Khi tần số sóng mang và tốc độ bit có quan hệ đơn trị như f0 =nrb, thì có nghĩa là sóng mang có quan hệ với tốc độ bit của tín hiệu mang tin. Tách sóng không liên kết sẽ là phương pháp thích hợp nhất trong việc truyền dẫn ở môi trường vô tuyến như trong thông tin di động CDMA (phương pháp thông dụng nhất). Xác suất lỗi Pe được xác định như sau: Pe = ½ exp[(1/2)* (W/rb)* (C/N)] Nó có thể có giá trị sau chỗ bộ tách sóng hình bao, khoảng cách tần số 2fd phải có giá trị ít nhất là 1/T (m≥1). Ta có thể dùng bộ tách sóng tần số để chuyển những biến thiên tần số thành những biến thiên biên độ sao cho tách sóng hình bao điều biên có thể thực hiện được. Sở dĩ ta dùng bộ tách sóng tần số là để tránh băng thông của hai bộ lọc chồng lẫn lên nhau. Phương pháp này hạn chế được những nhược điểm như đã đề cập ở trên với chỉ số điều chế m≥1. - So sánh: Ta thấy FSK không cho tỉ lệ lỗi tốt hơn ASK trừ khi giá trị C/N nhỏ. Nếu dùng bộ tách sóng hạn chế thì độ rộng băng tần cần thiết của FSK rộng hơn ASK, những ưu điểm của FSK so với ASK là: + Tính chất biên độ không đổi của biên độ sóng mang không gây lãng phí công suất và tạo khả năng miễn trừ đối với tạp âm. + Mức ngưỡng tối ưu của bộ tách sóng độc lập đối với biên độ Vc của sóng mang và C/N, nghĩa là không cần phải hiệu chỉnh ngưỡng khi thay đổi đặc tính kênh truyền dẫn. FSK được sử dụng cho việc truyền số liệu tốc độ thấp nhưng nó được áp dụng trong hệ thống thông tin trải phổ một cách tối ưu và truyền với tốc độ cao. Nguyên lý: Ta thấy rằng, khi không có tín hiệu vào thì điện áp ngõ ra của bộ khuếch đại Vout = 0. Khi có tín hiệu vào với điện áp Vin, tín hiệu này sẽ được đưa qua bộ tách sóng pha PD (Phase Detector) để so sánh pha và tần số của tín hiệu vào với pha và tần số của tín hiệu do bộ VCO tạo ra. Lúc này điện áp ngõ ra của bộ PD sẽ là điện áp tỉ lệ với sự sai biệt giữa hai tín hiệu (tức là sự sai biệt tần số tức thời giữa chúng). Giả sử tín hiệu sai biệt là Vd(t), tín hiệu này sẽ được đưa qua bộ lọc thông thấp LPF để lọc lấy thành phần một chiều biến đổi chậm, đây chính là điện áp cần tách sóng FSK. Tín hiệu ra bộ lọc LPF có biên độ tỉ lệ với độ di tần ngõ vào bộ tách sóng pha PD. Sau đó tín hiệu này được đưa tới bộ khuếch đại DC để khuếch đại tín hiệu một chiều DC cần thu lên đến mức cần thiết. Đồng thời một phần của tín hiệu này cũng được đưa về bộ VCO để điều khiển tần số của tín hiệu ra bám theo tần số của tín hiệu vào. 1.5. Dạng sóng của tín hiệu FSK: Binary Input FSK Output Carrier 1 0 0 0 0 0 1 1 1 1 Hình 3.25: Dạng sóng của tín hiệu FSK Giả sử ta xét luồng tín hiệu nhị phân là: 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0. Lúc đó dạng của tín hiệu điều chế FSK là: Điều chế khóa dịch pha hai trạng thái (BPSK) : Đối với loại điều chế này thì tín hiệu sau khi điều chế có hai loại sóng mang được biểu thị như sau: S1(t) = A* Cost S0(t) = -A* Cost = - S1(t) = A* Cos(t-) Trong đó: S1(t): đại diện cho mức nhị phân 1. S0(t): đại diện cho mức nhị phân 0. Trong điều chế PSK hai trạng thái (BPSK), biên độ giữ nguyên trong quá trình truyền dẫn, nhưng có sự chuyển đổi giữa hai trạng thái +A và –A, trạng thái –A có thể xem như là thay đổi pha 1800. Sơ đồ khối bộ điều chế BPSK: Output (FSK) Input Binary BPF Hình 3.26: Sơ đồ khối điều chế BPSK - Nguyên lý: Luồng tín hiệu nhị phân vào được đưa qua bộ chuyển đổi mức để chuyển thành các mức điện áp +V và –V, tín hiệu sau khi được chuyển đổi mức được đưa vào bộ điều chế cân bằng để nhân với sóng mang cao tần sin. Tín hiệu sau khi nhân được đưa qua bộ lọc thông băng BPF (Band Pass Filter) để lọc lấy băng tần cần thiết để truyền đi. Sau bộ lọc thông băng sẽ là tín hiệu điều chế BPSK, nó có dạng như sau: S(t) = Ak(t)* Vsin[2fct + (t)] Giả sử ở thời điểm ban đầu (t) = 0 thì ta được: S(t) = Ak(t)* Vsin(2fct) Vì luồng bít vào là luồng bit nhị phân, nên Ak(t) có giá trị ứng với các bit “0” và “1” là: Ak(t) = 1V, lúc đó: S(t)= Vsin2fct. Ak(t) = -1V, luc đó: S(t)= Vsin(2fct +). Từ đây ta thấy dạng sóng của tín hiệu điều chế BPSK đảo pha 1800 mỗi khi luồng bit vào có sự thay đổi từ bit 0 sang bit 1 và ngược lại. - Dạng sóng của tín hiệu BPSK: Giả sử luồng tín hiệu nhị phân vào là : 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0, thì dạng sóng của tín hiệu BPSK là: BPSK Output Carrier Binary Input 1 0 0 0 0 0 1 1 1 1 Hình 3.27: Dạng tín hiệu BPSK +Sin - Cos Cos Logic 1 00 Logic 1 1800 -900 900 -Sin Hình 3.28: Quan hệ vị trí pha BPSK Giản đồ pha và phổ tín hiệu BPSK: f F0 1/T 2/T 3/T -1/T -2/T -3/T T Hình 3.29: Phổ tín hiệu BPSK - Sơ đồ khối giải điều chế số BPSK: Output Binary Input BPSK BPF Hình 3.30: Sơ đồ khối bộ giải điều chế BPSK LPF CR Tín hiệu BPSK ngõ vào có dạng ±Sinct được đưa qua bộ lọc thông băng BPF và tách ra thành hai đường. Một đường được đưa đến bộ khôi phục sóng mang CR để khôi phục lại sóng mang, sau đó sóng mang này được đưa tới bộ giải điều chế cân bằng để phục vụ cho việc giải điều chế. Một đường được đưa tới bộ điều chế cân bằng để nhân với tín hiệu sóng mang đã được khôi phục Sinct. Giả sử tín hiệu BPSK ở đầu vào là Sinct (ứng với mức logic 1) thì lúc đó tín hiệu ở ngõ ra của bộ điều chế cân bằng sẽ là: (Sinct)*( Sinct) = Sin2ct = ½ +1/2 * Cos2ct Tín hiệu này được đưa qua bộ lọc thông thấp và thành phần tần số cao 2c sẽ bị lọc, đầu ra của bộ loc thông thấp chỉ còn thành phần một chiều ½ V DC tương ứng với mức logic 1. Tương tự nếu tín hiệu BPSK ngõ vào là - Sinct (ứng với mức logic 0) thì tín hiệu ngõ ra bộ lọc LPF sẽ là: -1/2 V DC tương ứng với mức logic 0. MÔ PHỎNG PHƯƠNG PHÁP TRẢI PHỔ HỆ THỐNG THU PHÁT DS-SS Mô Hình Hệ Thống Máy Thu Phát Trải Phổ: Dưới đây là mô hình hệ thống trải phổ trực tiếp đơn giản, chuỗi dữ liệu ban đầu được đem đến khâu điều chế. Sau đó tín hiệu được đem đi trải phổ bằng cách cho nhân với chuỗi PN. Tần số của PN cao hơn nhiều lần của tín hiệu dữ liệu. Sau đó tín hiệu được phát đi Binary data Sóng mang fc Modulator BPSK Hình 4.1: sơ đồ phát DS-SS PN mk Sd(t) Sss(t) P(t) Ở phần thu ta thực hiện quá trình ngược lại. Trước hết chúng ta thực hiện nén phổ rồi sau đó đem tín hiệu đã được nén phổ đi giải điều chế BPSK, cuối cùng khôi phục lại tín hiệu gốc. Hình 4.2: Sơ đồ khối thu DS-SS mk Sss(t) PN Sóng mang fc Data Demodulator BPSK Bandpass filter p(t) Cần chú ý là do môi trường luôn thay đổi. Nên sẽ có nhiễu khi chúng ta thu tín hiệu đã trải phổ do đó ta cần tìm cách triệt nhiễu để khôi phục lại tín hiệu ban đầu. Đây là lược đồ phổ của tiến trình trên: 1/2PT f0 0 Hình 4.3: Phổ của data được diều chế với tần số sóng mang f0 f0 0 1/2PTc Hình 4.4: Phổ của data được trải phổ Tín hiệu phát Nhiễu CW Hình 4.5: Tín hiệu nhận có nhiễu Tín hiệu sau khi nén phổ Nhiễu sau khi giãn phổ Hình 4.6: Phổ Tín hiệu trước khi lọc nhiễu Hình 4.7: Tín hiệu sau khi nén phổ qua bộ lọc Tín hiệu Nhiễu Hình 4.8: Phổ Tín hiệu và nhiễu cuối cùng thu được Kết Quả Mô Phỏng: Giao diện chính: Sơ đồ thu phát của hệ thống trải phổ: 3. Dạng sóng và phổ dữ liệu: Dạng sóng và phổ dữ liệu sau điều chế BPSK: Do tần số sóng mang fc rất lớn nên chu kỳ sóng mang rất nhỏ so với chu kỳ bít của chuỗi dữ liệu. Do đó không thấy được sự đảo pha của tín hiệu đã được điều chế BPSK. Dạng sóng và phổ của chuỗi giả PN: Dạng sóng của tín hiệu được trải phổ: Dạng sóng và phổ của tín hiệu nén phổ: Dạng sóng và phổ của tín hiệu sau giải điều chế: KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI Đề tài nghiên cứu hệ thống thông tin đa truy nhập CDMA trên cơ bản đã tương đối đầy đủ các nguyên lý của hệ thống thông tin di động CDMA, và kết quả mô phỏng kỹ thuật trải phổ trực tiếp trên Matlab đã cho thấy kết quả, và minh họa chính xác ở cả bên phát lẫn bên thu. Tuy nhiên do vẫn còn một số giới hạn là về thời gian, lẫn kiến thức về phần mềm Matlab nên em chưa thể trình bày được đầy đủ các vấn đề như: Chưa trình bày được quá trình xử lý cuộc gọi ở hệ thống CDMA. Chưa mô phỏng được phương pháp trải phổ nhảy tần, và dịch thời gian để minh họa rõ hơn cho phần lý thuyết đã trình bày. Chưa thiết kết được bộ lọc BPF để có thể thu được dữ liệu nguồn khi có nhiễu trên kênh truyền. Chưa kịp thay đổi chuỗi giả ngẫu nhiên PN bằng các chuỗi m khác. Hướng phát triển đề tài là cải tiến , và tìm hiểu công nghệ mới: Hệ thống thông tin di động trong nhà(indoor): WLAN(Wireless LAN), WPAN(Wireless Pesonal Local Area), WCDMA Hệ thống thông tin di động ngoài trời(outdoor): 3GPP, 3GP2, IMT_2000, IMT-2000, 4G Xu hướng phát triển của những hệ thống thông tin di động là tập hợp các hệ thống lại với nhau, tạo ra một hệ thống thông tin di đông chung toàn cầu trong đó người sử dụng nhiều loại hình dịch vụ khác nhau ở bất kỳ nơi nào. Do đây là đề tài rất rộng nên Luận Văn này không thể thực hiện hết tất cả mọi vấn đề. Kính mong quý thầy cô thông cảm. Em xin chân thành cảm ơn. TÀI LIỆU THAM KHẢO HỆ THỐNG CDMA One và CDMA2000-1x, NHÀ XUẤT BẢN BƯU ĐIỆN. INTRODUCTION TO SPREAD SPECTRUM COMMUNICATIONS, Roger L. Peterson – RogerE. Ziemer – David E. Borth. LẬP TRÌNH MATLAB VÀ ỨNG DỤNG , Th.s NGUYỄN HÒANG HẢI – Th.s NGUYỄN VIỆT ANH. HỆ THỐNG VIỄN THÔNG , VŨ ĐÌNH THÀNH. LUẬN VĂN KHÓA TRƯỚC