Giáo trình Thiết kế hệ thống điều khiển điện tử công suất - Mô hình hóa và thiết kế các mạch vòng điều chỉnh

ector abu ở hai góc phần tư Q2 và Q3), từ Hình 4.9 vector abu được thực hiện bằng vector 2u trong khoảng thời gian 2T , khoảng thời gian còn lại ( )2sT T− thực hiện vector không 0,3u , thời gian 2T được xác định như sau: 2 1 0 2 cos cosab ab s s dc s T T T U T T T u u u ϑ ϑ = − = −   = − (4.22) Tại 2 góc phần tư Q2, Q3, giá trị cosϑ mang dấu âm. Do đó trong công thức (2.2) đã xuất hiện dấu trừ. 4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 102 Bước 3: Muốn xác định được thời gian dẫn cho các van ta xây dựng được mẫu xung cho từng góc phần tư, tương ứng nửa chu kỳ dương (góc phần tư Q1&Q4) và nửa chu kỳ âm (góc phần tư Q2&Q3) Hình 4.10. Hình 4.10 Mẫu xung chuẩn đưa ra nghịch lưu một pha, a) nửa chu kỳ dương, b) nưa chu kỳ âm Hệ số điều chế cho van bán dẫn ở nhánh trên của mạch nghịch lưu trong mỗi chu kỳ điều chế được tổng hợp trong Bảng 4.1 B ng 4.1 Bảng tổng hợp hệ số điều chế cho mỗi nhánh van mạch nghịch lưu Góc phần tư Nhánh van trên Q1&Q4 dS1 = d0/4 dS3 = d0/4+d1/2 Q2&Q3 dS1 = d0/4+d2/2 dS3 = d0/4 Trong đó : 01 21 2 0, , s s s TT Td d d T T T = = = . Như vậy, giải pháp điều chế đơn cực ta phải dùng hai kênh PWM để điều khiển mạch nghịch lưu một pha. 4.3.3 Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha Tham số mô phỏng sơ đồ Udc = 300V, tải của mạch nghịch lưu R= 5Ω, L = 2mH, điện áp đỉnh là 100V. Theo (4.6), ta tính được hàm điều chế khi biết giá trị điện áp một chiều Udc và biên độ điện áp đỉnh đầu ra mạch nghịch lưu. 4.3 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha 103 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0.35 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 t(s) m a. Hệ số điều chế 0.02 0.022 0.024 0.026 0.028 0.03 0.032 0.034 0.036 0.038 0.04 -400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 t(s) Ua b(V ) b. Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -30 -20 -10 0 10 20 30 t(s) iS (A ) c. Dòng điện đầu ra mạch nghịch lưu d. Phân tích phổ dòng điện Hình 4.11 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế lưỡng cực 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0.35 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 t(s) m m+ m- a. Hệ số điều chế 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 t(s) Ua b(V ) b. Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu 4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 104 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 25 t(s) iS (A ) c. Dòng điện đầu ra mạch nghịch lưu d. Phân tích phổ dòng điện Hình 4.12 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế đơn cực 4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha Tương tự như nghịch lưu một pha, để có thể phân tích nguyên lý làm việc của phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha, ta giả thiết các van bán dẫn ở mạch nghịch lưu là phần tử lý tưởng. 1PWM 1PWM 2PWM 2PWM 3PWM 3PWM Hình 4.13 Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 4.4.1 Phương pháp Sin PWM Theo (4.17), (4.18) hàm điều chế cho nghịch lưu ba pha nguồn áp được xác định: 4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 105 ( )sin 2 sin 3 2 sin 3 a b c m M t m M t m M t ω pi ω pi ω   =     = −        = +     (4.23) Trong đó hệ số điều chế M được xác định dựa trên biên độ điện áp tải ra mạch nghịch lưu và điện áp một chiều đặt vào mạch nghịch lưu như sau: 0,5 0,5 0,5 an bn cn dc dc dc u u u M U U U = = = (4.24) 4.4.2 Phương pháp điều chế vector không gian (SVM) 4.4.2.1 Khái niệm vector không gian Trong hệ thống điện áp 3 pha 3 dây thông thường, các giá trị điện áp ( dòng điện) được biểu diễn bởi các giá trị tức thời ( ), ,a b cu u u . Bằng phép chuyển trục tọa độ Clarke đưa hệ thống 3 pha từ hệ tọa độ (abc) sang hệ tọa độ αβ, ta hoàn toàn có khả năng biểu diễn hệ 3 pha như 1 vector duy nhất với biên độ xác định và quay gốc tọa độ. 22 ( ) 3 a b c u u uα α= + +u (4.25) Trong đó: 2 3 1 3 2 2 j e j pi α = = − + Vector điện áp u được biểu điện trên tọa độ tĩnh αβ thông qua hai thành phần tương ứng theo (4.26). u juα β= +u (4.26) Trong đó: 1 11 2 2 2 3 3 30 2 2 a b c u u u u u α β     − −     =        −     (4.27) Trong hệ tọa độ αβ điện áp 3 pha được biểu diễn bằng 1 vector quay có gốc tại tâm hệ trục tọa độ, độ lớn xác định bằng 2 2( ) m U u uα β= + và quay xung quang gốc tọa độ với vận tốc góc ω θ= ɺ (với arctan( )u u β α θ = ). Cách biểu diễn như vậy được gọi là 1 vector không gian. Với hệ 3 pha cân bằng và đối xứng – các pha điện áp có biên độ bằng nhau, và góc lệch tương ứng 2π/3. 4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 106 cos( ) 2 cos( ) 3 2 cos( ) 3 a m b m c m u U t u U t u U t ω pi ω pi ω   =   = −   = +
( )mU tω= ∠u (4.28) Khi đó vector không gian u sẽ có độ lớn bằng m U và quay quanh gốc tọa độ với vận tốc góc bằng ω . Trong trường hợp tổng quát với hệ 3 pha đối xứng (có thể cân bằng hoặc không cân bằng) vector không gian điện áp 3 pha có thể biểu diễn bởi 2 thành phần thuận và nghịch. p n= +u u u (4.29) Trong đó m p p p m n n n U U θ θ  = ∠  = ∠ u u Thành phần thuận pu được coi như thành phần cơ bản của hệ, và quay cùng chiều với hệ khi hệ trong trạng thái cân bằng. Thành phần nghịch n u là thành phần bổ xung vào hệ, có chiều quay ngược chiều với thành phần thuận, là tác nhân gây ra tính chất mất cân bằng của hệ. Trong hệ thống điện áp 3 pha có dạng sin và cân bằng, thì quỹ đạo của vector không gian u là một đường tròn, có bán kính bằng với biên độ điện áp pha mU=u . Còn nếu điện áp của hệ sin nhưng mất cân bằng, thì quỹ đạo vector u vẽ nên sẽ có dạng elip, đường bán kính dài có độ lớn bằng biên độ thành phần thứ tự thuận mp pU=u , đường bán kính ngắn có độ lớn bằng hiệu biên độ thành phần thứ tự thuận và nghịch m mp n p nU U− = −u u pu p n − u u Quĩ đạo điện áp ba pha sin và cân bằng Quĩ đạo điện áp ba pha sin và mất cân bằng Hình 4.14 Quỹ đạo vector không gian trên mặt phẳng αβ 4.4.2.2 Phương pháp điều chế vector không gian Hình 4.13 thể hiện sơ đồ của 1 bộ nghịch lưu nguồn áp 3 pha với 3 cặp van bán dẫn IGBT. Ứng với 3 cặp van này ta có 8 trạng thái đóng ngắt các van, và tương ứng với mỗi trạng thái đóng ngắt van ta lại thu được 1 vector điện áp cố định (cả về hướng và độ lớn). 4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 107 Do đó ta sẽ thu được tổng cộng 8 vector điện áp cố định – được gọi là 8 vector biên chuẩn, như liệt kê dưới bảng sau: B ng 4.2 Bảng giá trị điện áp các vector chuẩn Vector chuẩn Van dẫn au bu cu abu bcu u 0u 2 4 6, ,S S S 0 0 0 0 0 0 1u 6 1 2, ,S S S 2/3 dcU -1/3 dcU -1/3 dcU dcU 0 2 / 3 0dcU ∠ 2u 1 2 3, ,S S S 1/3 dcU 1/3 dcU -2/3 dcU 0 dcU 2 / 3 ( / 3)dcU pi∠ 3u 2 3 4, ,S S S -1/3 dcU 2/3 dcU -1/3 dcU - dcU dcU 2 / 3 (2 / 3)dcU pi∠ 4u 3 4 5, ,S S S -2/3 dcU 1/3 dcU 1/3 dcU - dcU 0 2 / 3 ( )dcU pi∠ − 5u 4 5 6, ,S S S -1/3 dcU -1/3 dcU 2/3 dcU 0 - dcU 2 / 3 ( 2 / 3)dcU pi∠ − 6u 5 6 1, ,S S S 1/3 dcU -2/3 dcU 1/3 dcU dcU - dcU 2 / 3 ( / 3)dcU pi∠ − 7u 1 3 5, ,S S S 0 0 0 0 0 0 4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 108 Hình 4.15 Trạng thái mạch nghịch lưu nguồn áp tương ứng vector chuẩn Ta thấy biên độ các vector chuẩn ( 1 2 3 4 5 6, , , , ,u u u u u u ) đều có độ lớn là 2 / 3 dcU và các góc pha lệch nhau một góc / 3pi , biên độ của 2 vector không còn lại ( )0 7,u u có độ lớn bằng không. Từ các cặp vector biên chuẩn này, không gian vector chia làm 6 sector đều nhau, có độ mở là / 3pi . 4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 109 1 2 3 4 5 6 0 7 2 / 3 0 dcU = = = = = =  = = u u u u u u u u (4.30) α β 3u 4u 2u 6u5u 0u 7u 1u Su α Hình 4.16 Vị trí vector chuẩn trên hệ tọa độ tĩnh αβ Vị trí vector điện áp Su có thể nằm bất kỳ trong các sector trên hệ tọa độ tĩnh αβ. Do đó, bước đầu tiên trong thực hiện phương pháp điều chế vector không gian là phải xác định được vị trí hiện tại của vector điện áp đang nằm trong sector nào. Có nhiều phương pháp xác định vị trí vector điện áp dựa vào phân tính thành phần của nó trên hệ trục tọa độ tĩnh αβ []. Hình 4.17 Mối quan hệ giữa các sector và điện áp tức thời usa, usb, usc Tuy nhiên, cũng có phương pháp khác cho phép ta có được thông tín về vị trị vector điện áp, chỉ bằng các xét dấu các thành phần điện áp dây, theo thuật toán Hình 4.18. 4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 110 su α su β ( )3 2 3 2 sa s s s sb s s sc u u u u u * u u u α α β α β  =  − + =   − − =  Hình 4.18 Thuật toán xác định vector điện áp đặt trong mỗi sector Bước 2: Vector điện áp Su sẽ được tổng hợp từ 2 vector chuẩn trong mỗi sector đó, nên cần xác định được thời gian thực hiện hai vector chuẩn này trong mỗi chu kỳ điều chế, thời gian còn lại mạch nghịch lưu sẽ ở trạng thái các vector không. 0u 7u 1u α β 1 1 2 2. .s d d= +u u u uα uβ 2u Hình 4.19 Vector điện áp được điều chế trong Sector 1 Sử dụng phương pháp đại số để xác định các hệ số điều chế cho vector điện áp từ hai vector chuẩn gần nhất trong mỗi sector (Hệ số điều chế là tỷ số giữa thời gian thực hiện vector chuẩn trong mỗi chu kỳ điều chế). 1 2S n md d= +u u u (4.31) Trong đó ,n mu u là hai vector chuẩn trong mỗi sector. Biểu diễn (4.31) theo thành phần trên hệ tọa độ tĩnh αβ . 1 2 1 2 S n m n m n m n mS u u u u u d d d u u du u u α α α α α β β β ββ + =           =                    (4.32) Từ tính được hệ số điều chế như sau: 1 2 1 n m S S nm n m S S u u u ud ud u uu α α α α β β β β − =       =                 A (4.33) Hê điều chế 0d - thực hiện vector không sẽ được xác định: 0 1 21d d d= − − (4.34) Ví dụ trong trường hợp vector điện áp Su nằm trong sector 1, Su được biểu diễn theo 2 vector chuẩn u1, u2. Theo (4.32) vector điện áp Su được viết lại như sau: 4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 111 1 1 2 2 1 2 1 2 2 1 3 3 10 3 S dc S u u u d d u u d d U u α α α β β β =             =                    (4.35) Theo (4.33) tỷ số 1 2,d d được xác định như sau: 1 2 12 1 3 3 1 13 3 2 210 0 33 S S S nm S S Sdc dc u u ud u u ud U U α α α β β β −           −    = = =                      A (4.36) Hoàn toàn tính toán tương tự khi vị trí vector điện áp nằm trong sector còn lại. Kết quả tính toán ma trận nmA được tổng hợp theo bảng sau: B ng 3.3 Bảng tổng hợp ma trận nmA trong mỗi sector sử dụng trong (4.33) Sector 1 12 1 3 3 1 13 3 2 210 0 33 nm dc dcU U −      −  = =          A Sector 2 11 1 3 3 1 13 3 2 2 1 1 3 3 3 3 2 2 nm dc dcU U −    − −    = =            A Sector 3 11 2 0 3 1 13 3 3 31 0 2 23 nm dc dcU U −     − −    = =    − −      A Sector 4 11 2 0 3 1 13 3 3 31 0 2 23 nm dc dcU U −     − − −    = =    −  −     A Sector 5 11 1 3 3 1 13 3 2 2 1 1 3 3 3 3 2 2 nm dc dcU U −    − − −     = =    − − −        A Sector 6 12 1 3 3 1 13 3 2 210 0 33 nm dc dcU U −        = =      − −     A Bước 3: Bước tiếp theo từ hệ số điều chế thực hiện các vector chuẩn phải xác định hệ số điều chế cho mỗi van bán dẫn của mạch nghịch lưu. Để xác định hệ số điều chế cho mỗi van bán dẫn, cần phải xây dựng mẫu xung đưa ra cho mỗi sector. Mẫu xung này được đưa ra để đảm bảo các van bán dẫn trong mạch nghịch lưu phải chuyển mạch nhất. Xét ví dụ trong sector 1, có các vector chuẩn u1, u2 và u0, u7. Hình 4.20 Trạng thái logic của vector chuẩn trong Sector 1 u1 u2 u7 u0 Pha a 1 1 1 0 Pha b 0 1 1 0 Pha c 0 0 1 0 4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 112 Như vậy, nếu trạng thái cuối cùng của chu kỳ trước tương ứng với vector chuẩn u0, thì trình tự thực hiện để đảm bảo các van bán đẫn trong mạch nghịch lưu ít chuyển mạch nhất sẽ là: u0 → u1 → u2 → u7. Trạng thái cuối cùng của chu kỳ trước tương ứng với vector chuẩn u7, thì trình tự thực hiện để đảm bảo các van bán đẫn trong mạch nghịch lưu ít chuyển mạch nhất sẽ là: u7 → u2 → u1 → u0. Ta có mẫu xung đưa ra trong sector 1 được chỉ ra trên Hình 4.21. Bằng cách đưa ra mẫu xung Hình 4.21 cho phép ta giảm các thành phần hài bậc cao do chuyển mạch giữa các van được lặp lại trong 1 chu kỳ trích mẫu, các thành phần hài sau phép điều chế sẽ có tần số là .2h sf k f= (với 1 s s f T = ) – điều chế đối xứng. Hình 4.21 Mẫu xung chuẩn trong Sector 1 Từ mẫu xung chuẩn trong sector 1 Hình 4.21 ta tính được hệ số điều chế của từng van bán dẫn của mạch nghịch lưu trong mỗi chu kỳ điều chế. Đối với nghịch lưu nguồn áp ba pha, ta chỉ cần tính được hệ số điều chế cho nhóm van bán dẫn ở nhánh trên (S1, S3, S5) để đưa vào kênh PWM của vi điều khiển. Còn trạng thái của nhóm nhánh van dưới (S4, S6, S2) được xác định dựa vào trạng thái nhóm nhánh van trên (S1, S3, S5). 0 0 1 0 1 2 2 4 2 4 2 2 4 2 2 a b c dd d dd d d dd  =     = +        = + +     (4.37) Tương tự thực hiện theo nguyên tắc trên ta có mẫu xung đưa ra trong các sector còn lại Hình 4.22 và bảng tổng hợp tính toán hệ số điều chế cho nhóm nhánh van trên của mạch nghịch lưu trong mỗi chu kỳ điều chế Bảng 4.3. 4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 113 Hình 4.22 Các mẫu xung chuẩn đưa ra trong mỗi sector B ng 4.3 Hệ số điều chế cho nhóm nhánh van của mạch nghịch lưu Sector Thời gian đóng/cắt Sector Thời gian đóng/cắt Sector 1 da = d0/2 db = d0/2 + d1 dc = d0/2 + d1 + d2 Sector 4 da = d0/2 + d1 + d2 db = d0/2 + d1 dc = d0/2 Sector 2 da = d0/2 + d1 db = d0/2 dc = d0/2 + d1 + d2 Sector 5 da = d0/2 + d1 db = d0/2 + d1 + d2 dc = d0/2 Sector 3 da = d0/2 + d1 + d2 db = d0/2 Sector 6 da = d0/2 db = d0/2 + d1 + d2 4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 114 dc = d0/2 + d1 dc = d0/2 + d1 Ngoài ra, trong một số ứng dụng người ta có thể sử dung phương pháp điều chế đặc biệt: Điều chế hai nhánh van, điều chế ngẫu nhiên...[]. 2 / 3dcU / 3dcU / 2dcU Hình 4.23 Quĩ đạo vector điện áp theo phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha nguồn áp 4.4.3 Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha Tham số mô phỏng sơ đồ Udc = 500V, tải của mỗi pha mạch nghịch lưu R= 5Ω, L = 2mH (tải đối xứng, đấu hình sao), và biên độ điện áp đỉnh mỗi pha là 200V. Theo (4.18) ta tính được hệ số điều chế cho mỗi pha mạch nghịch lưu. 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 t(s) m a. Hàm điều chế nghịch lưu ba pha 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -600 -400 -200 0 200 400 600 t(s) Ua b(V ) a. Điện áp dây đầu ra nghịch lưu ba pha 4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 115 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 20 30 40 50 t(s) iS (A ) a. Dòng điện đầu ra nghịch lưu ba pha d. Phân tích phổ dòng điện Hình 4.24 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế sinPWM 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 t(s) a. Hàm điều chế nghịch lưu ba pha 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -600 -400 -200 0 200 400 600 t(s) Ua b(V ) a. Điện áp dây đầu ra nghịch lưu ba pha 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 20 30 40 50 t(s) iS a (A ) a. Dòng điện đầu ra nghịch lưu ba pha d. Phân tích phổ dòng điện Hình 4.25 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế vector không gian 4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 116 4.5 Bù thơi gian chết deadtime trong nghịch lưu nguồn áp 4.6 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha 4.6.1 Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha su Lu Si * si ( )cG s si ( )PWMG s * su Hình 4.26 Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha Phương trình cân bằng điện áp sơ đồ mạch điện Hình 4.26 s S s L di u Ri L u dt = + + (4.38) Phương trình (4.38) viết dưới dạng toán tử Laplace: ( ) ( )( ) ( ) ( ) 1 1 11 s i s L i s G s Lu s u s R TsR s R = = = − + +    (4.39) Mô hình toán học khâu điều chế độ rộng xung PWM : ( ) ( )( ) 2 * 1 1 2 sT s s PWM ss u s G s e Tu s s − = = ≈ + (4.40) * si i p KK s + 1 1 2 sTs  +     ( ) 1 1R sT+ si Lu su * su Hình 4.27 Mô tả toán học mạch vòng điều khiển dòng điện 4.6 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha 117 Tham số ,p iK K của bộ điều chỉnh dòng điện có thể được tổng hợp theo phương pháp ở mục 2.2. Tuy nhiên, mục này ta có thể sử dụng một phương pháp khác tổng hợp tham số bộ điều chỉnh dòng điện sử dụng tiêu chuẩn tối ưu module. Đối tượng bộ điều khiển dòng điện: ( ) ( )( ) ( ) ( )* 0 1 1/ 11 2 L s dt ss u s i s RG s Tu s Ts s= = = +  +    (4.41) Tuy nhiên, đối với nghịch lưu nguồn áp một pha lượng đặt dòng điện *si luôn thay đổi, nếu sử dụng cấu trúc điều khiển PI thì luôn tồn tại sai lệch điều chỉnh. Vì vậy, cần nghiên cứu một cấu trúc bộ điều chỉnh dòng khác (cấu trúc điều chỉnh kiểu cộng hưởng PR) để giải quyết vấn đề này. ( ) 2 2 0 i c p K sG s K s ω = + + (4.42) Phương thức thiết kế bộ điều chỉnh này được thiết kế trên miền tần số, trên cơ sở lựa chọn băng thông (bandwidth) cho hàm truyền hệ thống kín []. Thông thường, băng thông được lựa chọn trong khoảng 10 lần tần số cơ bản và 1/10 tần số phát xung vào mạch nghịch lưu để đảm bảo hệ thống có đáp ứng động học đủ nhanh và ổn định. Hàm truyền kín mạch vòng dòng điện ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 2 2 0 * 3 2 2 2 2 0 0 00 ( ) L p i p PR p i pu s K s K s Ki s G s i s Ls K R s K L s K R ω ω ω ω = + + = = + + + + + + (4.43) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 22 2 2 2 0 2 222 2 2 2 2 0 0 i p PR i p K K G j K L K R ω ω ω ω ω ω ω ω ω + − =  + − + + −  (4.44) ( ) ( ) ( ) ( )( ) 2 2 0 2 2 2 2 0 0 arctan arctan ii PR i p L KKG j K K R ω ω ωω ω ω ω ω ω     − +   ∠ = −   − + −     (4.45) Bước 1: Cho Ki = 0, phương trình (4.44) được viết lại: ( ) 2 2( ) ( ) p PR p K G j L K R ω ω = + + (4.46) Nếu băng thông bwω được xác định thì hệ số pK được xác định như sau để có hệ số suy giảm biên độ là -3dB ( hay ( ) 1/ 2PR bwG jω = ). ( )2 22p bwK R L Rω= + + (4.47) Bước 2: Đưa thành phần tích phân vào biểu thức biên độ ( ) ( ) ( ) 2 2 2 20 2 . 2. 2.bw p bw p bw bw i R K L K LK ω ω ω ω ω −   = + + − −   (4.48) Bước 3: Khảo sát mạch vòng dòng điện trên miền tần số với bộ điều chỉnh dòng điện kiểu PR bù sóng hài bậc 1 (sóng cơ bản). 4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 118 4.6.2 Ví dụ về thiết kế mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha 4.7 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha 4.7.1 Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha su Lu Si * si ( )cG s si ( )SVMG s * su Hình 4.28 Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp ba pha Phương trình cân bằng điện áp mạch điện tương đương Hình 4.26 Sa sa sa La sb sb sb Lb sc sc sc Lc di u Ri L u dt di u Ri L u dt di u Ri L u dt  = + +   = + +   = + +  (4.49) Phương trình (4.49) được viết lại trên hệ tọa độ tĩnh αβ thông qua phép chuyển vị tọa CLAKE. s s s L s s s L di u Ri L u dt di u Ri L u dt α α α α β β β β  = + +   = + +  (4.50) Phương trình (4.49) được viết lại trên hệ tọa độ quay dq (tốc độ quay bằng tốc độ quay của vector dòng điện và điện áp), thông qua phép chuyển vị tọa CLAKE và PARK. sd sd sd s sq Ld sq sq sq s sd Lq di u Ri L Li u dt di u Ri L Li u dt ω ω  = + − +   = + + +  (4.51) 4.7 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha 119 Hình 4.29 Biểu điện vector điện áp và dòng điện trên các hệ trục tọa độ 4.7.1.1 Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ Do lượng đặt dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ có dạng hình sin với tần số bằng sω (tần số cơ bản dòng điện hình sin), ta sẽ sử dụng cấu trúc điều chỉnh kiểu cộng hưởng (PR) có tần số cộng hưởng 0 sω ω= để giải quyết vấn đề này. ( ) 2 2 0 i c p K sG s K s ω = + + (4.52) Phương pháp tổng hợp để tìm tham số ,p iK K giống như đối với bộ điều chỉnh dòng điện kiểu cộng hưởng PR nghịch lưu nguồn áp một pha (Sẽ có hai kênh điều khiển dòng điện tương ứng với từng thành phần dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ). Cấu trúc bộ điều chỉnh PR cho nghịch lưu nguồn áp ba pha được chỉ ra trong Hình 4.30. * su α PR PR SVM NLNA si Lu abc αβ s i α si β si * su β su * si α * si β si α si β ĐC dòng điện Hình 4.30 Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ 4.7.1.2 Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ quay dq Bộ điều chỉnh PI được thiết kế dựa trên mô hình dòng điện trên hệ tọa độ quay dq pt(3). Nếu đặt ∆ud, ∆uq, ∆u0 là điện áp rơi trên cuộn cảm thì pt (3) được viết lại như sau: 4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 120 sd d Ld sq sq q Lq sd u u u L i u u u L i ω ω = ∆ + − = ∆ + +    (4.53) Thành phần điện áp ∆ud, ∆uq sẽ được bù bởi bộ điều chỉnh dòng điện kiểu PI: * * * * ( - ) ( - ) ( - ) ( - ) d p sd sd i sd sd q p sq Sq i sq sq u K i i K i i dt u K i i K i i dt ∆ = + ∆ = +    ∫ ∫ (4.54) Để tính tham số bộ điều chỉnh dòng ta bỏ qua tác động xen kênh dq và ảnh hưởng thành phần điện áp ,Ld Lqu u – tác động này sẽ được bù feedforward trong mạch vòng điều khiển dòng điện như Hình 4.31. Vì vậy, ta có mô hình đối tượng điều chỉnh của mạch vòng dòng điện có hàm truyền đơn giản như sau (tổng quát cho cả thành phần dòng id, iq): ( ) ( )( )* 1/ (1 )1 2 i L s ss i R G s sT s Tu s s = + =   +    (4.55) Trong đó: sT Chu kỳ điều chế LT Hằng số thời đối tượng trong mạch vòng điều chỉnh dòng điện: Hàm truyền ( )iG s có dạng khâu quán tính bậc hai, áp dụng tiêu chuẩn tối ưu độ lơn ta tìm được tham số cho bộ điều chỉnh dòng có cấu trúc PI (Định lý 2.40 [6]): p s i s LK T RK T  =    =  (4.56) Góc s sdtθ ω= ∫ được xác định định phụ thuộc vào ứng dụng của nghịch lưu nguồn áp ba pha. Đối với ứng dụng nối lưới, góc sθ sẽ được xác định từ thuật toán vòng khóa pha PLL. Đối với ứng dụng nghịch lưu nguồn áp làm việc độc lập, góc s sdtθ ω= ∫ với sω là tần số cơ bản của điện áp đầu ra mạch nghịch lưu. 4.8 Bài tập 121 * sqi sdi sqi * sdu * sdi * squ du∆ qu∆ Ldu Lqu si Lusu si α si β si sdi sqi * su α * su β Lu 1 s Hình 4.31 Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ quay dq 4.8 Bài tập Bài tập 1: Thiết kế bộ điều chỉnh cho mạch vòng dòng điện của nghịch lưu độc lập nguồn áp một pha có các tham số Bảng 4.4, sử dụng phương pháp điều chế đơn cực. Cấu trúc điều khiển đảm bảo biên độ lượng đặt dòng điện thay đổi từ 20÷30A. B ng 4.4 Tham số sơ đồ mạch lực nghịch lưu nguồn áp một pha Điện áp một chiều đặt vào mạch nghịch lưu Udc = 300V Tải mạch nghịch lưu R= 5Ω L = 2mH Tần số phát xung mạch nghịch lưu 5kHz Tần số cơ bản đầu ra mạch nghịch lưu 50Hz 1. Sử dụng cấu trúc bộ điều chỉnh kiểu PI. 2. Sử dụng cấu trúc bộ điều chỉnh kiểu cộng hưởng PR. 3. Nhận xét đánh giá kết quả thu được Bài tập 2: Thiết kế bộ điều chỉnh cho mạch vòng dòng điện của nghịch lưu độc lập nguồn áp ba pha có các tham số Bảng 4.5, sử dụng phương pháp điều chế vector không gian. Cấu trúc điều khiển đảm bảo biên độ lượng đặt dòng điện thay đổi từ 20÷30A. B ng 4.5 Tham số sơ đồ mạch lực nghịch lưu nguồn áp một pha Điện áp một chiều đặt vào mạch nghịch lưu Udc = 500V Tải mạch mỗi pha mạch nghịch lưu (tải cân bằng, đấu hình sao) R= 5Ω L = 2mH Tần số phát xung mạch nghịch lưu 5kHz Tần số cơ bản đầu ra mạch nghịch lưu 50Hz 1. Sử dụng cấu trúc bộ điều chỉnh kiểu cộng hưởng PR trên hệ tọa độ tĩnh 4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 122 2. Sử dụng cấu trúc bộ điều chỉnh kiểu PI trên hệ tọa độ quay dq, với tốc độ quay bằng tần góc cơ bản đầu ra mạch nghịch lưu. 3. Nhận xét đánh giá kết quả thu được 5.1 Nhắc lại kiến thức về điều khiển số 123 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT Với công nghệ chết tạo các IC bán dẫn ngày càng hoàn chỉnh. Các IC analog được các hãng chế tạo sẵn giúp người sử dụng linh hoạt. Việc thiết kế hệ thống điều khiển analog là cách tốt nhất để người học hiển bản chất vật lý của các quá trình trong bộ biến đổi. Tuy nhiên, công nghệ chế tạo các vi xử lý cũng ngày càng hoàn thiện, mở ra chân trời rộng mở cho các ứng dụng dung điều khiển số, đặc biệt là cho các bộ biến đổi DC-DC vì số lượng lớn của chúng trong thực tế. Ứng dụng vi xử lý trong điều khiển điện tử công suất mang lại những ưu thế sau: • Đa số các vi điều khiển dùng trong điều khiển có tích hợP PWM điều khiển thời gian thực. PWM có nhiều chế độ làm việc mang lại tính linh hoạt rất cao cho người sử dụng. Người dung có thể thay đổi tần số PWM, lựa chọn chế độ đầu ra tích cực cao, thấp (H,L), lựa chọn chế độ trích mẫu dòng điện, điện áp. • Các quá trình tính toán có thể được thực hiện chính xác, không bị “trôi” hoặc thay đổi theo nhiệt độ như trong mạch analog. • Tính chống nhiễu rất tốt nếu được thiết kế đúng vì vi điều khiển chỉ giao tiếp với bên ngoài qua mạch đo đầu vào và gửi xung điều khiển ở đầu ra. • Có thể thực hiện điều chỉnh hoặc thay đổi lượng đặt theo chương trình một cách dễ dàng. • Có khả năng quản lý toàn bộ hệ thống năng lượng một cách hiệu quả vì chương trình quản lý tích hợp trong vi điều khiển không cần sử dụng nhiều tài nguyên lắm. Từ đó có thể tạo ra hệ thống dễ dung, thân thiện với người sử dụng. Những vấn đề khi thiết kế hệ thống điều khiển số: • Cần có kỹ năng thiết kế hệ thống điều khiển số. Biết cách gián đoạn hóa, biểu diễn hệ thống qua phép biến đổi Z. • Có hiểu biết về vi xử lý, vi điều khiển. Lựa chọn hệ vi điều khiển phù hợp và có kỹ năng thiết kế trên vi điều khiển. • Có khả năng lập trình. Khác với hệ thống analog mạch được kiểu nghiệm bằng các phép đo dạng sóng vật lý dùng oxilograph, các hệ thống số cần được thử nghiệm bằng cách debug cẩn thận để tránh những “lỗi” không hiện ran gay. Những hệ thống phát triển có tích hợp trên mô phỏng như MATLAB có thể trợ giúp quá trình thiết kế rất hiệu quả. Cần phải nắm được cách thiết kế dựa trên mô hình: Model base design, Hardware in loop simulation (mô phỏng bao gồm mạch phần cứng). 5.1 Nhắc lại kiến thức về điều khiển số 5.1.1 Mô hình đối tượng trên miền gián đoạn z Đối tượng điều khiển được mô tả dưới dạng không gian trạng thái như sau: 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 124 d dt = + x Ax Bu (5.1) Phương trình (5.1) được viết lại dưới dạng: ( ) d d d d t t t e t e t e t − − −   − =     ↔ =  A A A x Ax Bu x Bu (5.2) Lấy tích phân (5.2) trong khoảng từ 0 đến t ta có: ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 0 0 0 d 0 d t t t tt e t x e t e x e τ τ τ τ τ τ − − − = + ↔ = + ∫ ∫ A A AA x Bu x Bu (5.3) ( )tx trong (5.3) là nghiệm của phương trình (5.1). Sử dụng kết quả này, ta sẽ đi tìm cách xây dựng phương trình sai phân từ phương trình trạng thái (5.1) của đối tượng điều khiển. Giả thiết ma trận ,A B là hằng số trong phạm vi một chu kỳ trích mẫu. Phương trình sai phân của đối tượng điều khiển mô tả như sau: ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1k T T kT T u kT+ = +  x G x H (5.4) Trong đó: T – là chu kỳ trích mẫu. Ta sử dụng kết quả (5.3) để tìm ma trận ( )TG và ( )TH . Trước hết, ta có trạng thái x tại thời điểm ( )1k T+ như sau: ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 1 0 1 0 d k T k T k Tk T e x e e τ τ τ +   + +    −   + = +   ∫ A A Ax Bu (5.5) Và trạng thái x tại thời điểm ( )kT như dưới đây: ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 0 0 d kT kT kTkT e x e e τ τ τ−= + ∫ A A Ax Bu (5.6) Giả thiết đại lượng đầu vào mô hình ( )τu được đưa tới qua một khâu trích mẫu – giữ chậm và như vậy ( )τu cũng là hằng số trong một chu kỳ trích mẫu. Từ (5.5) và (5.6) ta có ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 11 d k T k TT kT k T e x kT e e τ τ τ +   +  − + = +   ∫ AA Ax Bu (5.7) Hay ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 0 0 1 d 1 d T T T t T T k T e x kT e e kT t k T e x kT e kTλ λ −+ = +     ↔ + = +       ∫ ∫ A A A A A x Bu x B u (5.8) Trong đó: T tλ = − , ma trận ( )TG và ( )TH được tính như sau: ( ) ( ) ( )1 0 0 d d T T T T T e T e e eλ λλ λ −  =    = = = −    ∫ ∫ A A A A G H B B A I B (5.9) 5.2 Hệ thống điều khiển số cho bộ biến đổi điện tử công suất 125 Theo phương pháp này TeA được khai triển trực tiếp thành chuỗi lũy thừa. ( ) ( )2 02 ! v T v T T e T v ∞ = = + + + = ∑A A A I A (5.10) Với chu kỳ trích mẫu đủ bé, loại bỏ các thành phần bậc cao, được lấy xấp xỉ: Te T≈ +A I A (5.11) Đầu ra ( )y kT được tính như sau: ( ) ( ) ( )kT kT u kT= +y Cx D (5.12) Sư dụng (5.4), (5.12) để thu được mô hình trạng thái gián đoạn của đối tượng điều khiển có dạng tổng quát như dưới đây: ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1k T k T u k k k u k + = +  = + x G x H y Cx D (5.13) Lấy biến đổi z của hệ phương trình sai phân (5.13). ( ) ( ) ( )z z z u z= +x AX B (5.14) Để tìm hàm truyền coi điều kiện đầu bằng không: [ ] ( ) ( ) ( ) [ ] ( )1 z z u z z z u z − − = → = − I A x B x I A B (5.15) Đầu ra viết lại trên miền gián đoạn z: ( ) ( ) ( )z z u z= +y Cx D (5.16) Từ (5.15), (5.16) hàm truyền giữa đầu ra ( )zy và đầu vào ( )u z ( ) ( )( ) [ ] 1zG z z u z − = = − + y C I A B D (5.17) Không mất tính tổng quát (5.17) được viết dưới dạng: ( ) 1 2 0 1 2 1 2 0 1 2 m m n n b b z b z b zG z a a z a z a z − − − − − − + + + + = + + + + ⋯ ⋯ (5.18) 5.2 Hệ thống điều khiển số cho bộ biến đổi điện tử công suất Cấu trúc hệ thống điều khiển số điện tử công suất: 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 126 Hình 5.1 Hê thống điều khiển số cho thiết bị biến đổi điện tử công suất 5.3 Yêu cầu về độ phân giải của A/D và khâu điều chế độ rộng xung 5.3.1 Độ phân giải của A/D / max / 2 A D A D n V max /A DV /2 A Dn Hình 5.2 Biểu diễn dữ liệu vào ADC / max / 2 A D A D qn U U= ∆ (5.19) Trong đó: qU∆ - Độ rộng lượng tử. 5.3 Yêu cầu về độ phân giải của A/D và khâu điều chế độ rộng xung 127 max /A DU - Điện áp vào lớn nhất cho phép của chuyển đổi ADC. /A Dn - Số bit dùng để biểu diễn kênh ADC Để đảm bảo: 0qU U∆ < ∆ (5.20) Trong đó: 0U∆ - Độ thay đổi lớn nhất của điện áp đầu ra. Từ (5.19), (5.20) / / max / max / 0 0 2 2 A D A D nA D A D n U UU U ∆ (5.21) Hay có thể viết lại: max / / 2 0 log A DA D U n U   >  ∆  (5.22) Như vậy độ phân giải nhỏ nhất của chuyển đổi ADC cần có là: ( ) max // 2 0 min log A DA D U n U    =   ∆   (5.23) Ví dụ: max / 2,0A DV V= 0 03,3 2% 0,066 66V V V mV= ± ⇒ ∆ = = / 2 2,0log 5 0,066A D n    = = ⇒      cần ADC 5bit Với 0 03,3 1% 0,033 33V V V mV= ± ⇒ ∆ = = / 6A Dn = ⇒ cần ADC 6 bit 5.3.2 Yêu cầu độ phân giải DPWM Hình 5.3 Ví dụ dao động hệ số điều chế 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 128 5.3.3 Đồng bộ giữa thời điểm trích mẫu ADC và khung thời gian điều chế độ rộng xung Thời điểm trích mẫu đọc ADC được thực hiện ở chính giữa thời gian ton hoặc toff trong mỗi chu kỳ điều chế. 5.4 Mô hình hóa khâu điều chế độ rộng xung 129 5.4 Mô hình hóa khâu điều chế độ rộng xung Hình 5.4 Nguyên tắc thực hiện chức năng điều chế độ rộng xung theo kỹ thuật số (DPWM) Hình 5.5 Single update mode Đối với lấy Hình 5.5b ta có mô hình toán học giữa đầu vào và ra của khối DPWM : ( ) ( )( ) ˆ ˆ ssDT MO PWM pk u s eG s m s c − = = (5.24) 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 130 Đối với lấy Hình 5.5c ta có mô hình toán học giữa đầu vào và ra của khối DPWM : ( ) ( )( ) ( )1 ˆ ˆ ss D T MO PWM pk u s eG s m s c − − = = (5.25) Đối với lấy Hình 5.5d ta có mô hình toán học giữa đầu vào và ra của khối DPWM : ( ) ( )( ) ( ) ( )1 1 2 2 ˆ 1 ˆ 2 s sT Ts D s DMO PWM pk u s G s e e m s c − − − +  = = +    (5.26) Hình 5.6 Double update mode Đối với lấy Hình 5.6 ta có mô hình toán học giữa đầu vào và ra của khối DPWM : ( ) ( )( ) ( )1 2 2 ˆ 1 ˆ 2 s sT TsD s DMO PWM pk u s G s e e m s c − − −  = = +    (5.27) 5.5 Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số Có hai cách tiếp cận khi thiết kế mạch vòng điều chỉnh số: • Phương pháp thiết kế gián tiếp: Trước hết ta sẽ thiết kế bộ điều chỉnh trên miền toán tử Laplace hoặc trực tiếp từ hệ phương trình vi tích phân mô tả đối tượng, sử dụng các phương pháp thiết kế tuyến (như đã có ở các mục trước) hoặc phương pháp thiết phi tuyến. Sau khi có được các bộ điều chỉnh, ta sẽ tìm cách xấp xỉ các bộ điều chỉnh để thu được phương trình sai phân cài đặt vào vi điều khiển. • Thiết kế trực tiếp: Để thiết kế hệ điều chỉnh số trước hết ta cần số được mô hình gián đoạn của đối tượng. Phương pháp đưa ra mô hình gián đoạn (discrete time model) ảnh hưởng rất lớn đến tính hiệu quả của quá trình thiết kế như độ phức tạp, độ chính xác cũng như đáp ứng mong muốn của hệ thống. Phương pháp thiết kế này có ưu điểm đảm bảo được độ dự trữ về pha, bang thông và đáp ứng biến động tốt hơn so với phương pháp thiết kế gián tiếp. 5.5.1 Phương pháp thiết kế gián tiếp Sử dụng các phương pháp thiết kế trên miền liên tục ta sẽ thu được các bộ điều chỉnh trên miền toán tử Laplace, sau đó sử dụng các phương pháp xấp xỉ sau để thu được bộ điều chỉnh trên miền z. 5.5 Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số 131 a. Phương pháp xấp xỉ từ toán tử Laplace sang miền gián đoạn z Hình 5.7 Minh họa các phương pháp xấp xỉ B ng 5.1 Các phương pháp gián đoạn Phương pháp Mối quan hệ giữa s và z Phạm vi ứng dụng Backward Euler 1zs zT − = 20s fud f f > Forward Euler 1zs T − = 20s fud f f > Tustin 2 1 1 z s T z − = + 10s fud f f > b. Phương pháp xấp xỉ ZOH: Giá trị trích mẫu được giữ nguyên đến thời điểm trích mẫu mới (xấp xỉ hình chữ nhật). c. FOH: Nội suy tuyến tính giữa hai giá trị trích mẫu Việc xấp xỉ từ miền liên tục sang miền gián đoạn sẽ được hỗ trợ thực hiện dựa trên phần mềm Matlab theo cú pháp: c2d(Gc(s),TS,METHOD) để tìm được hàm truyền gián đoạn ( )cG z . 5.5.1.1 Bộ biến đổi kiểu Buck * ˆ o u ( )cG z ( )vdG s ˆ o u ˆd Hình 5.8 Mạch vòng dòng điện sử dụng bộ điều chỉnh số Bỏ qua ảnh hưởng của khâu trích mẫu – giữ chậm, hàm truyền bộ điều chỉnh ( )cG s có cấu trúc như sau: ( ) 1 1 1 L z c co p s s G s G s ω ω ω    + +      =   +     (5.28) Sử dụng lệnh c2d(Gc(s),TS,METHOD) để tìm được hàm truyền gián đoạn ( )cG z . 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 132 5.5.1.2 Nghịch lưu nguồn áp một pha * ˆ si ( )cG z 1Ls R+ ˆd 2 dcU ˆ su ˆsi Hình 5.9 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện thực hiện bằng kỹ thuật số Xét ví dụ thiết bộ điều chỉnh cho mạch vòng dòng điện của nghịch lưu nguồn áp một pha. Chúng ta sẽ tìm cách xấp xỉ để tìm được hàm truyền đạt của khâu điều chế độ rông xung và khâu trễ do tính toán bộ điều khiển. Theo [], hàm truyền khâu DPWM được mô tả như sau: ( ) 2 1 1 2 sT s DPWM s G s e T s − = ≈  +     (5.29) Do trễ của vi điều khiển, nên giá trị tính toán ở thời điểm thứ k đến thời (k+1) mới tác động đến đối tượng diều khiển (nghĩa là trễ một chu kỳ điều chế). Như vậy, ta có hàm truyền mô tả trễ do vi điều khiển gây nên như sau: ( ) 1 1 sT s d s G s e T s − = ≈ + (5.30) Từ ta có hàm truyền mô tả trễ do tính toán và khâu điều chế độ rộng xung như sau: ( ) 3 2 1 31 2 sT s s G s e T s   −    = ≈  +     (5.31) Kết hợp mô hình dòng điện được xây dựng dựa trên phương trình cân bằng điện áp của nghịch lưu nguồn áp một pha, ta có mạch vòng điều chỉnh dòng điện được mô tả trên miền toán tử s như dưới đây. * si i p KK s + 1 31 2 sT s +     ( ) 1 1R sT+ si Lu su * su Hình 5.10 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện được xấp xỉ trên miền liên tục 5.5 Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số 133 5.5.2 Phương pháp thiết kế trực tiếp 5.5.2.1 Bộ biến đổi kiểu Buck * ˆ o u ( )cG z dsTe− ( )vdG s dsTe − ( )vdG s( )WP MG s 1z− ( )vdG s( )ZOHG s ˆ o uˆd ( )pG z ( )pG z Hình 5.11 Mạch vòng điều chỉnh cho bộ biến đổi Buck theo điện áp Hàm truyền đối tượng điều chỉnh điện áp được chuyển sang miền gián đoạn: ( ) ( ) ( )dsTp PWM vdG z Z e G s G s− =   (5.32) Hàm truyền ( )PWMG s coi như khâu trích mẫu – giữ chậm ZOH, nên (5.32) được viết lại: ( ) ( ) ( )1 sd sTsTp vdeG z Z e G s s − −   − =      (5.33) Mặt khác thời gian trễ do thực hiện thuật toán điều chỉnh là một chu kỳ trích mẫu (nghĩa là tín hiệu điều khiển tính toán được ở thời điểm thứ k thì đến thời điểm thứ (k+1) mới tác động lên đối tượng điều khiển, và trễ do thực hiện thuật toán điều khiển d sT T= ). Nên (5.33) được viết lại: ( ) ( ) ( )1 11 vdp G sG z z z Z s − −   = −     (5.34) Tuy nhiên, thực tế khi thiết kế bộ điều chỉnh thông thường chúng ta sử dụng phần mềm Matlab để tìm ra được hàm truyền ( )pG z theo các bước sau: Bước 1: Khai báo hàm truyền ( )dsT vde G s− theo cú pháp sys = tf(num,den,'inputdelay',Td). Trong đó: num – là tử số của hàm truyền ( )vdG s ,den- là mẫu số của hàm truyền ( )vdG s . Bước 2: Hàm truyền ( )pG z được tìm theo cú pháp Gpz=c2d(sys,Ts,'zoh'). Ví dụ cho bộ biến đổi có tham số ở mục , hàm truyền ( )pG z tìm được theo Script (phần mềm Matlab) như sau: %Script tim ham truyen Gp(z) Uin=28; %28V R=3;%3ohm 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 134 L=50e-6;% 50uH C=500e-6;% 500uF Ts=1/(100e+3);%100kHz Td=0; %khong co tre do tinh toan sys = tf(R*Uin,[R*L*C L R],'inputdelay',Td); Gpz=c2d(sys,Ts,'zoh'); Kết quả hàm truyền ( )pG z tim được như sau: ( ) 20.05586 0.051.989 0.9 73 4 5 9 3p z z z G z + + − = (5.35) Sử dụng công cụ sisotool trong Matlab ta sẽ thiết kế hệ hở có dự trữ pha PM=400 và tần số cắt 10cf kHz= . Bằng cách bổ sung thêm hai điểm không thực (real zero), một điểm cực thực (real pole), và một khâu tích phân. Tham số và cấu bộ bù được tính như sau (do công cụ sisotool tính ra). ( ) ( ) ( )( ) ( ) 5.9861 - 0.9041 - 0.9687 - 0.05082 -1c z z G z z z = (5.36) 10-2 10-1 100 101 102 -270 -225 -180 -135 -90 -45 0 P.M.: 40.5 deg Freq: 10.3 kHz Frequency (kHz) Ph a se (de g) -80 -60 -40 -20 0 20 40 60 G.M.: 8.93 dB Freq: 23.1 kHz Stable loop Open-Loop Bode Editor for Open Loop 1(OL1) M ag n itu de (dB ) Hình 5.12 Đồ thị bode của hàm truyền đạt ( ) ( )c pG z G z 5.5 Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số 135 5.5.2.2 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha * ˆ o u ( )cG z dsTe− ( )G s dsTe − ( )G s( )WP MG s 1z− ( )G s( )ZOHG s ˆ o uˆd ( )pG z ( )pG z Hình 5.13 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện thực hiện bằng kỹ thuật số, a) Mạch vòng dòng điện, b) Mạch điện tương đương, c) Mạch điện tương đương. Hàm truyền đối tượng điều chỉnh điện áp được chuyển sang miền gián đoạn: ( ) ( ) ( )dsTp PWMG z Z e G s G s− =   (5.37) Mặt khác thời gian trễ do thực hiện thuật toán điều chỉnh là một chu kỳ trích mẫu (nghĩa là tín hiệu điều khiển tính toán được ở thời điểm thứ k thì đến thời điểm thứ (k+1) mới tác động lên đối tượng điều khiển, và trễ do thực hiện thuật toán điều khiển d sT T= ). ( ) ( ) ( )1pG z z Z H s G s−=    (5.38) Trong đó hàm truyền của khâu trích mẫu –giữ chậm ZOH có dạng: ( ) ( )1 ssTeH s s − − = (5.39) Từ (5.38), (5.39) ta có: ( ) ( ) ( )1 11p G sG z z z Z s − −   = −     (5.40) Theo (4.39) hàm truyền đối tượng của mạch vòng điều chỉnh nghịch lưu nguồn áp một pha là ( ) 1 / 1 RG s L s R =  +    , thay vào (5.40) ta có: ( ) ( )1 11 11 1 pG z z z Z LR s s R − −      = −        +     (5.41) Tuy nhiên, thực tế khi thiết kế bộ điều chỉnh thông thường chúng ta sử dụng phần mềm Matlab với đoạn Script dưới đây để tìm ra được hàm truyền ( )pG z . Kết quả hàm truyền ( )pG z %Script tim ham truyen Gp(z) L=2e-3;% 2mH R=0.1;%0,1ohm 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 136 ( ) 22 1 0.0995 0.09950.99 1 0.99pG z zz z z − − = = − − (5.42) Ts=2e-4;%200us (5kHz) Td=2e-4; sys = tf(1,[L R],'inputdelay',Td); Gpz=c2d(sys,Ts,'zoh'); a. Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho đối tượng ( )PG z theo tiêu chuẩn tối ưu module số. Trước hết ta sẽ viết lại (5.42) theo dạng tổng quát như sau: ( ) ( )1 2 31 2 3 21 1 1 1P s b z b z b z G z V z a z − − − − − + + + = + (5.43) Trong đó: 1 2 3 1 0 0.99 0.0995s b b b a V = = =  = −  = Theo [], lựa chọn cấu trúc điều khiển dòng điện kiểu PI theo (5.44), ta sẽ áp dụng tiêu chuẩn tối ưu module số ta có bộ tham số như sau: ( ) ( ) ( )111 111 1PI r r d zz d G z V V z z − − ++ = = − − (5.44) Trong đó: ( ) 1 1 1 2 3 0.99 1 3.3501 3 5 7 9r s d a V V b b b = = −   = = + + + b. Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho đối tượng ( )PG z theo phương pháp gán điểm cực Lựa chọn cấu trúc bộ điều chỉnh kiểu PI theo (5.44), từ (5.42), (5.44) ta có phương trình đặc tính ( )N z . ( ) ( )( ) ( ) ( ) ( ) ( )2 1 1 2 30.99 1 0.0995 rN z z z z V z d z z z z z z= − − + + = − − − (5.45) Trong đó: 1 2 3, ,z z z là ba điểm cực mong muốn (do người thiết kế lựa chọn). Phương trình (5.45) được viết lại (ta lựa chọn 1 0.99d = và một điểm cực 1 0.99z = ): ( ) ( ) ( ) ( ) ( )2 2 3 2 30.99 0.0995 0.99rN z z z z V z z z z z z z= − − + = − − + +   (5.46) Chọn 2,3 0.5 0.2z j= ± ta sẽ tính được 2.1106rV = . 5.5.2.3 Bộ điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha kiểu deadbeat 5.6 Chuẩn hóa bộ điều chỉnh 137 Hình 5.14 Mạch điện thay thế nghịch lưu nguồn áp một pha Bỏ qua sụt áp trên điện trở ( 0SR ≈ ), ta có phương cân bằng điện áp mạch điện Hình 5.14 s S L diL u u dt = − (5.47) Áp dụng công thức (5.4), (5.9) ta có phương trình cân bằng điện áp mạch điện Hình 5.14 viết dưới dạng gián đoạn: ( ) ( ) ( ) ( )1 ss s s L s Ti k i k u k u k L + = + −   (5.48) Nhiệm vụ bộ điều chỉnh dòng điện phải áp đặt được ( ) ( )*1s si k i k+ = (nghĩa là, giá trị thực phải bám theo giá trị đặt sau đúng một chu kỳ trích mẫu). ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 2 1 1 1 1 1 s s s s L s s s s s L L s Ti k i k u k u k L Ti k u k u k u k u k L + = + + + − +   = + + + − + −   (5.49) Giả thiết rằng điện áp pha Lu là thành phần biến đổi chậm (đây là trường hợp phổ biến), nên ta coi như ( ) ( )1L Lu k u k+ ≈ . Phương trình (5.49) được viết lại: ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 2 2ss s s s L s L u k u k i k i k u k T + = − + + − +   (5.50) Ở đây, ( )2si k + được thay thế bởi ( )*si k (giá trị đặt cho bộ điều chỉnh dòng điện). Phương trình (5.50) dùng để xác định điện áp đầu ra nghịch lưu ở thời điểm ( )1 sk T+ (dự báo trước một chu kỳ), và đảm bảo dòng điện thực sẽ bám theo dòng điện đặt sau đúng hai chu kỳ trích mẫu. ( ) ( ) ( ) ( ) ( )*1 2ss s s s L s L u k u k i k i k u k T  + = − + − +  (5.51) Bộ điều chỉnh dòng điện được thực hiện theo (5.51) có tên gọi là bộ điều chỉnh dòng kiểu Deadbeat. 5.6 Chuẩn hóa bộ điều chỉnh Các thuật toán điều khiển được xây dựng trong (mục 3), (mục 4) sẽ chưa thể cài đặt hay viết chương trình do biến còn chứa thứ nguyên vật lý. Để có thể cài đặt thuật toán vào DSP, cần thiết phải chuẩn hóa thuật toán. Nhiệm vụ chuẩn hóa, chuyển các biến sang dạng không có thứ nguyên mà không làm sai ý nghĩa vật lý ban đầu của chúng, tạo điều kiện cho công tác lập trình. Ngoài ra, DSP sử dụng là loại dấu phẩy tĩnh, nên từ tham số thu được sau khi chuẩn hóa sẽ xác định được cần thiết phải trượt vị trí dấu phảy bao nhiêu để đảm bảo độ chính xác thuật toán, việc trượt dấu phảy sẽ được thực hiện dựa trên thư viện toán học Iqmath() []. Các giá trị thực hiện chuẩn hóa là dải đo lớn nhất do mạch đo lường quyết định (giới hạn mạch đo lường), ví dụ giới hạn mạch đo lường được chỉ ra trong Bảng 5.2. 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 138 B ng 5.2 Giới hạn đại lượng chuẩn hóa theo mạch đo lường Ký hiệu Giới hạn đo Ý nghĩa Udc_max 800V Điện áp một chiều lớn nhất đặt vào mạch nghịch lưu nguồn áp. IS_max 50A Biên độ dòng điện pha lớn nhất US_max 350V Biên độ điện áp pha lớn nhất a). Hệ số điều chế nghịch lưu nguồn áp một pha Hệ số điều chế cho nghịch lưu nguồn áp một pha được xác định: s dc u m U = (5.52) Chuẩn hóa (5.52) với điện áp một chiều lớn nhất đặt vào mạch nghịch lưu nguồn áp Udc_max và điện áp pha lớn nhất Us_max. _ max _ max dsp s s dsp dc dc U u m U U   =      (5.53) b). Thuật toán điều chế vector không gian cho nghịch lưu nguồn áp ba pha Xét ví dụ trong sector 1, từ (4.36) tính được hệ số điều chế 1 2,d d cho hai vector chuẩn u1, u2. 1 2 12 1 3 3 1 13 3 2 210 0 33 s s s sdc dc u ud u ud U U α α β β −      −       = =                      (5.54) Chuẩn hóa (5.54) với Điện áp một chiều lớn nhất đặt vào mạch nghịch lưu nguồn áp Udc_max và điện áp pha lớn nhất Us_max. ( ) _ max 1 _ max _ max 2 _ max 1 3 3 2 2 1 3 s dsp dsp s sdsp dc dc s dsp sdsp dc dc U d u u U u U dd u U u α β β      = −             − =       (5.55) c).Bộ điều chỉnh điện dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp Bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha hoặc nghịch lưu nguồn áp ba pha được thực hiện trên hệ tọa độ quay dq (bao gồm 2 kênh điều chỉnh thành phần dòng điện ,sd sqi i ) có cấu trúc kiểu PI được viết dưới dạng: ( )*is p s sKu K i i s   = + −    (5.56) Thực hiện chuẩn hóa luật điều chỉnh (5.56) với giá trị dòng điện pha lớn nhất Is_max và điện áp pha lớn nhất Us_max 5.6 Chuẩn hóa bộ điều chỉnh 139 ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) _ max * _ max s_ max * _ max * 1 dspp sdsp dsp p s s s dspi cdsp dsp dsp i i s s s dsp dsp dsp sd p i K U u k i k i k I K T U u k u k i k i k I i k u k u k    = −        = − + −     = +   (5.57) Trong đó: cT là chu kỳ trích mẫu thực hiện thuật toán (5.56). d).Bộ điều chỉnh điện điện áp cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Buck điều khiển theo điện áp Công thức (5.36) viết lại dưới dạng tổng quát như sau: 1 2 1 1 2 3 1 2 4 5 6 ( )( ) ( )c Y k b b z b zG z X k b b z b z − − − − − + + = = + + (5.58) Từ (5.58) ta có phương trình sai phân như sau: 1 2 3 5 6 4 4 4 4 4 ( ) ( ) ( 1) ( 2) ( 1) ( 2)b b b b by k x k x k x k y k y k b b b b b = + − + − − − − − (5.59) Hay viết gọn lại : 1 2 3 4 5( ) ( ) ( 1) ( 2) ( 1) ( 2)y k c x k c x k c x k c y k c y k= + − + − − − − − (5.60) Điện áp đầu ra u đã được chuẩn hóa với maxcU . Đầu ra d không thứ nguyên nên không cần chuẩn hóa. Với maxcU là giá trị điện áp lớn nhất mà mạch đo có thể đo được. Ta có: ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1 max 2 max max max 3 max 4 5 max 1 2 1 2 c c c c c c u k u kd k c U c U U U u k c U c d k c d k U − = + − + − − − − (5.61) Từ phương trình trên ta thu được phương trình sai phân bộ điều chỉnh sau khi chuẩn hóa: ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1 max 2 max 3 max 4 5 . . 1 . 2 1 2 DSP DSP c c DSP c d k c U u k c U u k c U u k c d k c d k = + − + − − − − − (5.62) 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 140 TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Võ Minh Chính, Phạm Quốc Hải, Trần Trọng Minh (2007) Điện tử công suất, NXB Khoa học và Kỹ thuật. [2] Phạm Quốc Hải (2009) Hướng dẫn thiết kế Điện tử công suất, NXB Khoa học và Kỹ thuật, 2009. [3] Trần Trọng Minh (2009) Giáo trình Điện tử công suất, NXB Giáo dục. [4] Nguyễn Phùng Quang (2002) Truyền động điện thông minh; Nhà xuất bản Khoa học và Kỹ thuật. [5] Nguyễn Phùng Quang (2206) Matlab&Simulink dành cho kỹ sư điều khiển tự động; Nhà xuất bản Khoa học và Kỹ thuật. [6] Nguyễn Doãn Phước, Phan Xuân Minh, Hán Thành Trung (2008); Lý thuyết điều khiển tuyến tính; In lần thứ 3, Nhà xuất bản Khoa học và Kỹ thuật. [7] Robert W. Erickson, Dragan Masksimovíc (2004) Fundamentals of Power Electronic, Kluwer Academic Publishers. [8] Ned Mohan (2003) First courses on power electronics and drives, Published by MNPERE. [9] Remus Teodorescu, Marco Liserre, Pedro Rodríıguez (2011); Grid converters for photovoltaic and wind power systems; 2011 John Wiley & Sons, Ltd. [10] Simone Buso, Paolo Mattavelli (2006) Digital Control in Power Electronics, LECTURES ON POWER ELECTRONICS. [11] J. F. Silva and S. F. Pinto (2011) Advanced Control of Switching Power Converters, pp. 1038-1058. [12] Robert Sheehan () Understanding and applying current-mode control theory [13] Các bài báo đăng trên tạp chí và hội thảo về lĩnh vực Điện tử công suất. 5.6 Chuẩn hóa bộ điều chỉnh 141 PHỤ LỤC