Luận văn Giải pháp kết hợp CDMA/OFDM cho hệ thống thông tin di động

ộ “ký hiệu” tổng sẽ là . Bỏ qua các mào đầu khác, tốc độ bit hữu ích sẽ là với giả sử thực hiện việc điều chế và mã hóa kênh với M-PSK hoặc M-QAM có tốc độ mã hóa RC. Chiều dài FFT N thường được cho bởi công suất nhỏ nhất của 2 thành phần mà thỏa mãn K<N. Trở lại với hệ thống DVB-T có K+1=1705, vì thế N=2048 là chiều dài FFT nhỏ nhất có thể được sử dụng. Tuy nhiên, có thể lấy N=4096 cho việc tổng hợp hoặc phân tích Fourier. Việc thực hiện oversampling này sẽ trở nên có ích trong một vài mục đích khác nhau. Dạng phổ của hệ thống OFDM Trong phần này sẽ nêu lên những vấn đề thực hiện liên quan đến các đặc tính phổ của OFDM. Ta sẽ tiến hành xem xét một hệ thống OFDM với các sóng mang con tại các vị trí tần số trong băng gốc dạng phức được cho trước bởi fk=k/T với k=0, 1, 2, …., K/2. Như đã trình bày ở trong mục 2.1.2, các xung sóng mang con trong miền tần số có dạng giống như các hàm sin xếp chồng lên nhau để nhận được một phổ gần giống hình chữ nhật nằm giữa –K/T và +K/T. Tuy nhiên, tồn tại một bức xạ lớn ngoài băng bên phía ngoài búp chính của phổ OFDM do hiện tượng giảm chậm của hàm sin. Đây là phổ của tín hiệu OFDM khi không có khoảng bảo vệ. Khi có thêm khoảng bảo vệ, nó sẽ thay đổi nhỏ dạng phổ nhờ việc thêm vào độ gợn sóng cho búp chính và giảm độ gợn sóng cho các búp biên. Hình 2.9 mô tả phổ OFDM này với K=96, độ rộng của khoảng bảo vệ là . Phổ công suất (dB) Phổ công suất (tuyến tính) Tần số chuẩn hóa fT Tần số chuẩn hóa fT Hình 2.9: Phổ mật độ công suất tín hiệu OFDM có khoảng bảo vệ Số lượng sóng mang con ảnh hưởng rất lớn đến sự suy giảm của các búp biên. Với độ rộng búp chính là B=K/T, phổ của mỗi sóng mang con – bao gồm các búp biên của nó – trở nên hẹp hơn khi tăng K. Kết quả là các búp biên của toàn bộ phổ OFDM sẽ càng đạt tới dạng phổ chữ nhật hơn. Tuy nhiên, ngay cả với số K lớn thì suy giảm có thể vẫn không đủ thỏa mãn để đáp ứng yêu cầu quy hoạch mạng. Do vậy sẽ có những giới hạn đặc biệt cho các hệ thống quảng bá mà ở đó độ suy giảm của búp biên vào khoảng -70dB. Trong trường hợp đó, các bước thích hợp phải được thực hiện để giảm sự bức xạ ngoài băng. Trong các hệ thống thực tế yêu cầu một mặt nạ phổ xác định đóng vai trò là một giới hạn cho phổ của tín hiệu OFDM trong quá trình triển khai. Mặt nạ phổ này thường được xác định bởi những thông số kỹ thuật cho biết độ bức xạ ngoài băng cho phép lớn nhất tại tần số cho trước. Hình 2.10 cho ta một ví dụ về một mặt nạ phổ thường được sử dụng trong các hệ thống LAN không dây. Thực hiện chuẩn hóa tần số theo độ rộng của búp chính B=K/T, do vậy, búp chính sẽ nằm giữa các tần số đã chuẩn hóa -0.5 và 0.5. Để thỏa mãn những yêu cầu về mặt nạ phổ về việc giảm các búp biên và sẽ được thực hiện thông qua các bộ lọc, thường là lọc số để nâng cao chất lượng. Tần số chuẩn hóa fT Hình 2.10: Mặt nạ phổ cho hệ thống OFDM. Trong ví dụ ở đây, bộ lọc số được sử dụng là bộ lọc Butterworth để làm giảm các búp biên của tín hiệu OFDM có K=96 và N=512 (thực hiện oversampling 4 lần). Để tránh những sự suy hao đáng kể hoặc sự méo trễ nhóm bên trong búp chính, sẽ chọn độ rộng bộ lọc 3dB f3dB=64/T. Với băng thông này, biên độ sẽ là phẳng và pha gần tuyến tính bên trong búp chính. Phổ công suất (dB) Tần số chuẩn hóa fT Hình 2.11: Phổ của tín hiệu OFDM khi sử dụng bộ lọc Butterworth bậc 5 và bậc 10. Ưu điểm và nhược điểm của OFDM Sau khi đã có những hiểu biết ban đầu về OFDM, trong phần này sẽ nêu lên những điểm mạnh cũng như những điểm yếu của phương pháp điều chế đa sóng mang dựa trên OFDM. Ưu điểm: Hiệu quả sử dụng phổ tần cao do có được phổ tần số gần với dạng hình chữ nhật khi đạt được số lượng lớn các sóng mang con. Do tránh được các nhiễu ISI và ICI với một khoảng bảo vệ đủ dài do vậy phía thu sẽ có kết cấu không quá phức tạp. Có thể dễ dàng thực hiện việc thích ứng phổ tần linh động. Có thể sử dụng các cơ chế điều chế khác nhau cho các sóng mang con tùy theo điều kiện truyền dẫn trên mỗi sóng mang con đó. Nhược điểm: Do các tín hiệu đa sóng mang có tỉ sổ công suất đỉnh so với công suất trung bình cao nên nó yêu cầu bộ khuếch đại có độ tuyến tính lớn. Mặt khác, sự suy giảm hoạt động của hệ thống có thể xảy ra và thành phần công suất nằm ngoài băng tần mong muốn sẽ được tăng cường. Do có sự thêm vào các khoảng bảo vệ nên dẫn đến sự mất mát phổ tần. Hệ thống điều chế đa sóng mang chịu tác động của trải phổ Doppler mạnh hơn so với các hệ thống điều chế sóng mang đơn. Do các bộ tạo dao động tại máy thu và máy phát không hoàn hảo nên sẽ gây ra tạp âm pha ảnh hưởng đến hoạt động của hệ thống. Đòi hỏi đồng bộ tần số và thời gian chính xác. Điều chế và giải điều chế OFDM Xem xét một sơ đồ khối tổng quát của bộ thu phát đa sóng mang được áp dụng trong môi trường di động tế bào với 1 BTS trung tâm và các thiết bị đầu cuối (trạm di động) theo topo điểm – đa điểm. Quá trình truyền dữ liệu bắt đầu với một luồng “ký hiệu” dữ liệu được gửi từ lớp giao thức cao hơn, có thể là lớp MAC. Những “ký hiệu” dữ liệu này sẽ được mã kênh, được ánh xạ vào chòm sao “ký hiệu” theo một bảng quy định cho trước, sau đó sẽ được trải phổ (trong MC-SS) và được ghép xen một cách có lựa chọn. Các “ký hiệu” đã điều chế và “ký hiệu” tham chiếu/hoa tiêu tương ứng sẽ được ghép vào trong 1 khung hoặc 1 cụm. Các “ký hiệu” thu được sau quá trình định dạng khung sẽ được ghép kênh và được điều chế đa sóng mang bằng cách sử dụng OFDM và cuối cùng được chuyển đến cho thiết bị phát vô tuyến thông qua một giao tiếp vật lý thực hiện biến đổi D/A. Quá trình nhận sẽ bắt đầu bằng việc nhận tín hiệu analog từ thiết bị nhận vô tuyến. Bộ biến đổi A/D sẽ biến đổi tín hiệu analog này sang miền số. Sau khi giải điều chế đa sóng mang (IOFDM) và tách khung (deframing), các “ký hiệu” tham chiếu và hoa tiêu được tách ra sẽ được sử dụng cho quá trình ước lượng kênh và đồng bộ. Sau khi giải ghép xen, giải trải phổ, và ánh xạ ngược, bộ giải mã kênh sẽ sửa lỗi kênh để đảm bảo tính toàn vẹn dữ liệu. Cuối cùng, dữ liệu nhận được sẽ được chuyển lên lớp giao thức cao hơn để thực hiện các quá trình xử lý tiếp theo. Mặc dù trái tim của truyền dẫn đa sóng mang trực giao là hoạt động FFT/IFFT, các quá trình như đồng bộ, ước lượng kênh cùng với giải mã kênh cũng đóng một vai trò quan trọng. Phần này và các phần tiếp theo của chương này sẽ tập trung mô tả chi tiết các thành phần của cơ chế truyền dẫn đa sóng mang như điều chế và giải điều chế đa sóng mang, bộ tín hiệu số I/Q, lấy mẫu, mã hóa và giải mã kênh,… sẽ được nghiên cứu. Điều chế và giải điều chế đa sóng mang Sau khi ánh xạ và trải phổ các “ký hiệu”, mỗi khối gồm “ký hiệu” dạng phức sẽ được biến đổi nối tiếp – song song để đưa tới bộ điều chế đa sóng mang, mà ở đó các “ký hiệu” sẽ được truyền đồng thời trên sóng mang con song song, mỗi sóng mang con này sẽ chiếm 1 khoảng nhỏ (1/) của băng tần B. Hình 2.12: Sơ đồ khối của bộ phát đa sóng mang Tín hiệu băng gốc được truyền là: (2.13)với là số lượng sóng mang con, 1/Ts là tốc độ “ký hiệu” kết hợp với mỗi sóng mang con, g(t) là đáp ứng xung của các bộ lọc bên phát, dk,l là “ký hiệu” chòm sao dạng phức và fk là tần số của sóng mang con thứ k. Giả sử rằng tất các các sóng mang con có độ rộng tương đương nhau: Tín hiệu RF biến đổi lên (up conversion) truyền đi được biểu diễn bởi biểu thức: (2.14) với fc là tần số sóng mang. Hình 2.13: Sơ đồ khối của bộ thu đa sóng mang Tại phía thu, tín hiệu RF thu được sẽ được biến đổi xuống (down conversion), sau đó một băng gồm bộ lọc thích ứng sẽ được sử dụng để giải điều chế tất cả các sóng mang con. Tín hiệu băng gốc nhận được sau giải điều chế và lọc trước khi được lấy mẫu tại tần số sóng mang fm được cho bởi biểu thức: (2.15) với h(t) là đáp ứng xung của bộ lọc bên nhận và nó thích ứng với bộ lọc truyền (ví dụ . Kí hiệu là tích chập. Trong trường hợp này ta đã xét tín hiệu nhận trong điều kiện không có tạp âm và fading. Sau khi lấy mẫu với thời gian lấy mẫu tối ưu t=l.Ts, các mẫu thu được nếu phía thu và phía phát của truyền dẫn đa sóng mang thỏa mãn các điều kiện Nyquist về không có ISI và ICI. Để thỏa mãn các điều kiện này, các phương pháp lọc định dạng xung khác nhau sẽ được sử dụng: Hệ thống giới hạn băng tần hình chữ nhật: Mỗi sóng mang con sẽ có bộ lọc truyền băng tần giới hạn hình chữ nhật có đáp ứng xung là: Hiệu quả sử dụng phổ tần là tối đa, giá trị được chuẩn hóa là 1bit/s/Hz. Hệ thống giới hạn thời gian hình chữ nhật: Mỗi sóng mang con sẽ có 1 bộ lọc truyền thời gian giới hạn hình chữ nhật với đáp ứng xung: t còn lại Hiệu quả sử dụng phổ tần của hệ thống tương đương với giá trị được chuẩn hóa là . Với số lớn, ta sẽ nhận được giá trị chuẩn hóa tối ưu 1bit/s/Hz. Đây cũng sẽ là phương pháp được sử dụng chủ yếu trong các hệ thống OFDM nhờ tính đơn giản của nó trong quá trình triển khai hệ thống bằng phương pháp số. Trong trường hợp có thêm khoảng bảo vệ , hiệu quả phổ tần của OFDM sẽ giảm xuống thành với số lượng sóng mang lớn. Lọc cosin nâng: Mỗi sóng mang con sẽ được lọc bởi một bộ lọc giới hạn thời gian () căn bậc hai của bộ lọc cosin nâng với hệ số roll-off và đáp ứng xung: với và k là số lượng mẫu lớn nhất mà xung không vượt qua. Hiệu quả sử dụng phổ tần sẽ là . Với số lớn, ta sẽ nhận được giá trị chuẩn hóa tối ưu 1bit/s/Hz. Tạo tín hiệu I/Q Để thực hiện việc điều chế và giải điều chế 1 sóng mang với tín hiệu OFDM dạng phức trong miền thời gian, ta có thể sử dụng ít nhất 2 phương pháp. Sau đây sẽ đi xét các phương pháp này. Phương pháp vuông góc Analog Trong phương pháp này, thành phần sóng mang đồng pha I được tạo bởi phần thực của tín hiệu tải tin, còn thành phần sóng mang vuông pha Q được tạo bởi phần ảo của tín hiệu tải tin. Phía thu thực hiện quá trình biến đổi ngược, sử dụng bộ giải điều chế I/Q. Tuy nhiên, phương pháp này sẽ gặp một số hạn chế khi thực hiện cho việc truyền dẫn OFDM, đặc biệt với số lượng sóng mang con lớn và yêu cầu về điều chế bậc cao (ví dụ điều chế 64-QAM) do sự không hoàn hảo của các thành phần RF. Đây sẽ là một khó khăn trong việc giảm độ phức tạp để tránh hiện tượng nhiễu xuyên âm (cross-talk) giữa tín hiệu I và Q, do vậy, để bảo đảm sự thích hợp về biên độ và pha một cách chính xác giữa các thành phần I và Q của sóng mang đã điều chế trên toàn bộ băng tần của tín hiệu. Sự không hoàn hảo này có thể dẫn đến một sự suy giảm lớn ở tín hiệu băng gốc thu được. Do vậy, với các thiết bị đầu cuối có chất lượng không cao sẽ dẫn đến sự không thích hợp giữa I và Q, xuất phát từ việc không tương xứng về độ lợi giữa các tín hiệu I và Q và từ việc tạo tín hiệu vuông góc không hoàn hảo. Các vấn đề này của phương pháp analog có thể được giải quyết trong miền digital. Hình 2.14: Sơ đồ tạo tín hiệu I và Q với 2 bộ giải điều chế analog. Phương pháp lọc số FIR Phương pháp này thực hiện kỹ thuật xử lý số để chuyển tín hiệu dạng phức miền thời gian sang miền tần số và tạo ra một tín hiệu không có các thành phần ảo, và tín hiệu này sẽ trở thành tải tin cho một bộ điều chế đơn. Tương ứng, tại phía thu sẽ sử dụng một bộ giải điều chế đơn. Tuy nhiên, bộ biến đổi A/D sẽ phải làm việc ở tần số gấp đôi tần số lẫy mẫu. Tín hiệu tương tự thu được sẽ là: (2.16) với là khoảng thời gian lấy mẫu của các thành phần I và Q. Bằng cách tăng gấp đôi tần số lấy mẫu thành 2/, ta có được tín hiệu đã lấy mẫu: (2.17) Luồng dữ liệu này có thể được tách thành 2 luồng dữ liệu con với tốc độ 1/, một luồng là các mẫu chẵn và một luồng là các mẫu lẻ: (2.18) Do vậy, ta sẽ có thành phần đầu ra là: (2.19) Và thu được bằng cách lấy trễ đi /2, như cho mẫu đi qua bộ lọc FIR. Thành phần do vậy cũng sẽ được làm trễ đi với độ trễ tương ứng để bù lại sự trễ của lọc FIR. Hình 2.15: Sơ đồ tạo tín hiệu I và Q sử dụng bộ lọc FIRvà bộ giải điều chế đơn Như vậy, có thể mô tả phương pháp này như sau: tại phía thu, phương pháp này sẽ bao gồm (tại đầu ra của quá trình xử lý IFFT số dạng phức) việc lọc tín hiệu kênh Q bằng bộ lọc FIR để thực hiện việc dịch thời gian đi 1/2 mẫu. Cả 2 luồng tín hiệu I và Q sau đó được lấy mẫu cao (oversamling) với hệ số 2. Nhờ việc lấy ra các thành phần chẵn và lẻ, chỉ có thể tạo ra một luồng dữ liệu số có tốc độ gấp 2 lần tần số lấy mẫu. Tín hiệu số này sẽ được biến đổi sang analog và được sử dụng làm tải tin để điều chế sóng mang RF. Tại phía thu, sẽ thực hiện quá trình ngược lại. Tín hiệu analog nhận được sẽ được biến đổi xuống trung tần với tần số , lọc sau đó được biến đổi sang dạng số bằng việc lấy mẫu với tần số gấp 2 lần . Quá trình này được gọi là giải ghép kênh (de-multiplexed), để tạo ra 2 luồng dữ liệu và với tốc độ . Các tín hiệu kênh I và Q được nhân với hệ số để đảm bảo chuyển phổ tần của tín hiệu về băng gốc. Thành phần kênh Q sẽ được lọc bởi một bộ lọc FIR giống như tại phía phát, còn thành phần kênh I sẽ được làm trễ đi với độ trễ tương ứng của bộ lọc FIR vì thế các thành phần I và Q sẽ được đồng thời đưa đến khối xử lý FFT. KỸ THUẬT ĐA TRUY CẬP KÊNH TRUYỀN ĐA SÓNG MANG PHÂN CHIA THEO MÃ (MC – CDMA ) Giới thiệu về kỹ thuật đa truy nhập phân chia theo mã CDMA Vấn đề bảo mật thông tin trên đường truyền là hết sức quan trọng, nhất là đối với lĩnh vực Quân sự. Chính vì vậy, kỹ thuật trải phổ đã ra đời từ hơn nửa thế kỷ qua, nhằm tăng tính bảo mật của thông tin truyền trong môi trường vô tuyến, chống lại những nguồn gây nhiễu có chủ ý hoặc ý định nghe trộm của đối phương. Đạt được điều đó là nhờ việc trải rộng phổ tín hiệu để không thể phân biệt với tạp âm nền. Ngày nay, kỹ thuật CDMA ra đời, dựa trên nguyên lý trải phổ, đã được sử dụng rộng rãi cho thông tin di động trên toàn thế giới. CDMA đã chứng tỏ được khả năng vượt trội so với các kỹ thuật analog hoặc digital khác. Để tìm hiểu về CDMA, trước tiên chúng ta sẽ tìm hiểu về kỹ thuật trải phổ. Kỹ thuật trải phổ Giới thiệu chung Mục đích: Làm cho tín hiệu được phát giống như tạp âm đối với các máy thu không mong muốn, làm cho các máy thu này khó khăn trong việc tách và lấy ra được bản tin. Để biến đổi bản tin thành tín hiệu tựa tạp âm, ta sử dụng mã ngẫu nhiên để mã hoá bản tin. Tuy nhiên, máy thu chủ định phải biết mã này để có thể tạo ra bản sao mã này một cách chính xác, đồng bộ với mã được phát và lấy ra bản tin. Vì vậy ta phải sử dụng mã “giả” ngẫu nhiên. Mã này phải được thiết kế để có độ rộng băng tần lớn hơn nhiều so với độ rộng băng tần của bản tin. Bản tin được mã hóa sao cho tín hiệu sau khi mã hoá có độ rộng phổ gần bằng độ rộng phổ của tín hiệu giả ngẫu nhiên. Quá trình này được gọi là “quá trình trải phổ”. Ở máy thu thực hiện quá trình nén phổ tín hiệu thu được để trả lại độ rộng phổ bằng độ rộng phổ ban đầu của bản tin. Một hệ thống thông tin được xem là trải phổ khi thỏa 2 điều kiện: + Băng thông tín hiệu đã trải phổ lớn hơn rất nhiều so với băng thông tín hiệu thông tin. + Mã dùng để trải phổ độc lập với tín hiệu thông tin. Ưu điểm của kỹ thuật thông tin trải phổ: + Khả năng đa truy cập: Cho phép nhiều user cùng hoạt động trên một dải tần, trong cùng một khoảng thời gian mà máy thu vẫn tách riêng được tín hiệu cần thu. Đó là do mỗi user đã được cấp một mã trải phổ riêng biệt, khi máy thu nhận được tín hiệu từ nhiều user, nó tiến hành giải mã và tách ra tín hiệu mong muốn. + Tính bảo mật thông tin cao: Mật độ phổ công suất của tín hiệu trải phổ rất thấp, gần như mức nhiễu nền. Do đó, các máy thu không mong muốn khó phát hiện được sự tồn tại của tin tức đang được truyền đi trên nền nhiễu. Chỉ máy thu biết được chính xác quy luật của chuỗi giả ngẫu nhiên mà máy phát sử dụng mới có thể thu nhận được tin tức. + Bảo vệ chống nhiễu đa đường: Nhiễu đa đường là kết quả của sự phản xạ, tán xạ, nhiễu xạ … của tín hiệu trên kênh truyền vô tuyến. Các tín hiệu được truyền theo các đường khác nhau này đều là bản sao của tín hiệu phát đi nhưng đã bị suy hao về biên độ và bị trễ so với tín hiệu được truyền thẳng (Line of Sight). Vì vậy tín hiệu thu được ở máy thu đã bị sai lệch, không giống tín hiệu phát đi. Sử dụng kỹ thuật trải phổ có thể tránh được nhiễu đa đường khi tín hiệu trải phổ sử dụng tốt tính chất tự tương quan của nó. Các kỹ thuật trải phổ gồm ba nhóm chính: Kỹ thuật trải phổ bằng cách phân tán phổ trực tiếp (DS: Direct Sequency) Kỹ thuật trải phổ bằng phương pháp nhảy tần số (FH: Frequency Hopping) Kỹ thuật trải phổ bằng phương pháp nhảy thời gian (TH: Time Hopping). Các chuỗi trải phổ 1. Chuỗi giả ngẫu nhiên PN (Pseudo-random Noise) Các tín hiệu trải phổ băng rộng tựa tạp âm được tạo ra bằng cách sử dụng các chuỗi mã giả tạp âm (PN: Pseudo-Noise) hay giả ngẫu nhiên. Loại quan trọng nhất của các chuỗi ngẫu nhiên là các chuỗi thanh ghi dịch cơ số hai độ dài cực đại hay các chuỗi m. Các chuỗi cơ số hai m được tạo ra bằng cách sử dụng thanh ghi dịch có mạch hồi tiếp tuyến tính (LFSR: Linear Feedback Shift Register) và các mạch cổng hoặc loại trừ (XOR). Một chuỗi thanh ghi hồi tiếp dịch tuyến tính được xác định bởi một đa thức tạo mã tuyến tính g(x) bậc m>0: Đối với các chuỗi cơ số hai (có giá tri {0,1}), gi bằng 0 hay 1 và gm = g0 = 1. Đặt g(x) = 0, ta được sự hồi quy sau: vì -1 = 1 (mod 2). Với "xk" thể hiện đơn vị trễ, phương trình hồi quy trên xác định các kết nối hồi tiếp trong mạch thanh ghi dịch cơ số hai của hình 3.1. Lưu ý rằng các cổng hoặc loại trừ (XOR) thực hiện các phép cộng mod 2. Hình 3.1: Mạch thanh ghi dịch để tạo chuỗi PN Nếu gi = 1 khoá tương ứng của mạch đóng, ngược lại nếu gi ≠ 1, khoá này hở. Để thực hiện điều chế BPSK tiếp theo, đầu ra của mạch thanh ghi dịch phải được biến đổi vào 1 nếu là 0 và vào -1 nếu là 1. Thanh ghi dịch là một mạch cơ số hai trạng thái hữu hạn có m phần tử nhớ. Vì thế số trạng thái khác 0 cực đại là 2m-1 và bằng chu kỳ cực đại của chuỗi ra c = (c0, c1, c2, .......). Xét hình vẽ 2.1, giả sử si(j) biểu thị giá trị của phần tử nhớ j trong thanh ghi dịch ở xung đồng hồ i. Trạng thái của thanh ghi dịch ở xung đồng hồ i là vectơ độ dài hữu hạn si = {si(1), si(2), ... , si(m)}. Đầu ra ở xung đồng hồ i là ci-m = si (m). Thay 1 bằng ci vào ptr. (2.2) ta được điều kiện hồi quy của chuỗi ra: 2. Chuỗi Gold Các chuỗi PN có các thuộc tính trực giao tốt hơn chuỗi m được gọi là các chuỗi Gold. Tập n chuỗi Gold được rút ra từ một cặp các chuỗi m được ưa chuộng có độ dài N=2m-1 bằng cách cộng modul-2 chuỗi m thứ nhất với các phiên bản dịch vòng của chuỗi m thứ hai. Kết hợp với hai chuỗi m ta được một họ N+2 mã Gold. Các mã Gold có hàm tương quan chéo ba trị {-1, -t(m), t(m)-2} và hàm tự tương quan bốn trị {2m-1, -1, t(m), -t(m)} trong đó Lưu ý rằng khi tính toán các giá trị tương quan trước hết phải chuyển đổi các giá trị 0 và 1 vào +1 và -1. Tập hợp các chuỗi Gold bao gồm cặp chuỗi-m được ưa chuộng x và y và các tổng mod 2 của x với dịch vòng y. Chẳng hạn tập hợp các chuỗi Gold là: trong đó T-1y = {y1, y2, y3, ..... , yN-1,y0} là dịch vòng trái của y. Đại lượng tương quan cực đại cho hai chuỗi Gold bất kỳ trong cùng một tập bằng hằng số t(m). Tỷ số t(m)/N ≈ 2-m/2 tiến tới 0 theo hàm mũ khi m tiến tới vô hạn. Điều này cho thấy rằng các chuỗi Gold dài hơn sẽ thực hiện các chuỗi trải phổ tốt hơn trong các hệ thống đa truy nhập. 3. Chuỗi Hadamarh Walsh Các hàm trực giao được sử dụng để cải thiện hiệu suất băng tần của hệ thống SS. Trong hệ thống thông tin di động CDMA mỗi người sử dụng một phần tử trong tập các hàm trực giao. Hàm Walsh và các chuỗi Hadamard tạo nên một tập các hàm trực giao được sử dụng cho CDMA. Ở CDMA các hàm Walsh được sử dụng theo hai cách: là mã trải phổ hoặc để tạo ra các ký hiệu trực giao. Các hàm Walsh được tạo ra bằng các ma trận vuông đặc biệt được gọi là các ma trận Hadamard. Các ma trận này chứa một hàng toàn số "0" và các hàng còn lại có số số "1" và số số "0" bằng nhau. Hàm Walsh được cấu trúc cho độ dài khối N=2j trong đó j là một số nguyên dương. Các tổ hợp mã ở các hàng của ma trận là các hàm trực giao được xác định như theo ma trận Hadamard như sau: trong đó N =2J, j là một số nguyên dương và là đảo cơ số hai của HN 4. Chuỗi GOLAY bù Các phần tử chuỗi bù Golay trực giao nhận được bằng cách hồi quy sau đây: trong đó ma trận bù nhận được bằng các đảo ma trận CN gốc. Nguyên lý của CDMA Trong hệ thống CDMA, mỗi user được gán cho một chuỗi mã xác định, và do đó tất cả các user có thể sử dụng chung khoảng băng tần trong cùng một khoảng thời gian. Do CDMA dựa trên nguyên lý trải phổ, do đó ở mỗi trạm phát sẽ sử dụng một chuỗi trải phổ giả ngẫu nhiên tác động vào tín hiệu tin tức. Khi máy thu nhận được tín hiệu từ nhiều trạm phát khác nhau, nó sẽ lấy tín hiệu mong muốn bằng cách giải mã tín hiệu bằng chuỗi mã riêng của chính tín hiệu đó (Hình 2.11). Ta có được kết quả này là do tính tự tương quan và tương quan chéo của các chuỗi mã trải phổ. Hình 3.2. Quá trình trải phổ và nén phổ trong kỹ thuật CDMA Trong hình 3.2, máy thu mong muốn nhận được tín hiệu tin tức từ user A nên đã sử dụng chuỗi mã dành riêng cho A để giải mã. Khi đó, các tín hiệu nhận được từ các users không mong muốn (B, C) trở thành nhiễu đối với tín hiệu từ A (do tính tương quan chéo thấp), và do đó, ta có thể thu được tín hiệu từ A một cách dễ dàng. Máy thu Rake Các máy thu CDMA có khả năng khắc phục hiệu ứng đa đường khi các tín hiệu đến máy thu cách nhau các khoảng lớn hơn thời gian một chip. Máy thu CDMA có chất lượng tốt là máy thu RAKE (hình 3.3) Hình 3.3. Sơ đồ máy thu RAKE Nguyên lý hoạt động của máy thu RAKE: Tín hiệu tin tức sau khi trải phổ và điều chế được truyền đi qua kênh truyền vô tuyến đa đường. Sau đó, tín hiệu đa đường được giải điều chế và được thu bởi máy thu RAKE. Trên hình 3.3, khối Multipath Channel với các bộ trễ và suy hao mô tả các vật cản trở trên kênh truyền vô tuyến. Do đó, các tín hiệu đến máy thu RAKE là các tín hiệu đến từ nhiều đường khác nhau, là các bản sao của tín hiệu tin tức. Một máy thu RAKE lý tưởng có một nhánh (finger) cho mỗi thành phần tín hiệu đa đường. Tuy nhiên, trong thực tế, máy thu RAKE chỉ thu một số thành phần đa đường đến máy thu. Mỗi thành phần này được lấy tương quan với mã trải, đồng bộ thời gian trễ, được nhân với trọng số tương ứng rồi kết hợp lại. Bằng cách tính toán các trọng số một cách hợp lý, máy thu RAKE có thể khắc phục tốt hiệu ứng đa đường. Giới thiệu về kỹ thuật đa truy nhập kênh truyền đa sóng mang phân chia theo mã (MC-CDMA) Ở phần trước, chúng ta đã tìm hiểu về hệ thống OFDM với tính bền vững đối với fading chọn lọc tần số, chống được nhiễu liên ký hiệu ISI, sử dụng hiệu quả băng thông nhưng lại bị ảnh hưởng nghiêm trọng bởi offset tần số. Hệ thống CDMA cũng thể hiện tính chất nổi trội của nó so với các hệ thống FDMA và TDMA trước đây. Tuy nhiên, CDMA không có khả năng chống chọi lại Fading chọn lọc tần số, hơn nữa hệ thống này tỏ ra không hiệu quả khi tốc độ dữ liệu tăng đến hàng trăm Mbps do ảnh hưởng của ISI và sự khó khăn trong việc đồng bộ chuỗi mã hoá. Vì vậy, các kỹ thuật nhằm giảm tốc độ ký hiệu và tốc độ chip là cần thiết trong trường hợp này. Năm 1993, ý tưởng về sự kết hợp giữa CDMA và OFDM dẫn đến việc ra đời của ba mô hình đa truy cập mới: Multicarrier (MC) CDMA, Multicarrier DS – CDMA và Multitone (MT) CDMA được gọi chung bằng một thuật ngữ Multicarrier CDMA (MC – CDMA). Những mô hình này được phát triển bởi nhiều nhà nghiên cứu, điển hình là: 1. Mô hình MC – CDMA do N.Yee, J-P.Linnartz và G.Fettweis; K.Fazel và L.Papke; A.Chouly, A.Brajal và S.Jourdan. 2. Mô hình MC – DS – CDMA do V.DaSilva và E.S.Sousa. 3. Mô hình MT – CDMA do L.Vandendorpe. Do kế thừa tất cả những ưu điểm của CDMA và OFDM nên các mô hình này đều có khả năng truyền tốc độ cao, có tính bền vững với fading chọn lọc tần số, sử dụng băng thông hiệu quả, có tính bảo mật cao và giảm độ phức tạp của hệ thống. Nguyên lý chung của kỹ thuật MC – CDMA Tín hiệu MC – CDMA cơ bản được tạo ra bằng cách ghép nối tiếp hai hệ thống DS – CDMA và OFDM như hình 3.4 Hình 3.4. Sơ đồ khối máy phát MC – CDMA Mỗi user được cấp cho một chuỗi mã xác định thuộc tập mã trực giao (DS –CDMA), sau đó dữ liệu của tất cả user được phát song song trên cùng một tập sóng mang phụ trực giao (OFDM), thay vì phát nối tiếp như trong hệ thống DS –CDMA. Ở máy thu (hình 3.5), tín hiệu thu được nhân với các sóng mang phụ trực giao, giải điều chế số rồi được kết hợp thành một luồng dữ liệu nối tiếp. Tại đây, để thu được dữ liệu của user thứ k, ta nén phổ luồng dữ liệu nối tiếp vừa thu được bằng chuỗi mã trải của user k. Hình 3.5. Sơ đồ khối máy thu MC – CDMA ứng với user k Máy phát và máy thu MC – CDMA theo mô hình 1: sự kết hợp giữa trải phổ trong miền tần số và điều chế đa sóng mang Máy phát MC – CDMA trải luồng dữ liệu gốc của user j trong miền tần số nhờ sử dụng một chuỗi mã cho trước. Mỗi phần của một ký hiệu tương ứng với một chip của chuỗi mã trải phổ được truyền thông qua một sóng mang phụ khác nhau. Hình 3.6 và 3.7 cho ta thấy máy phát MC – CDMA ứng với user thứ j và phổ công suất của tín hiệu được truyền với GMC là độ lợi xử lý và NC là số sóng mang phụ. Trong trường hợp này GMC = NC. Hình 3.6. Sơ đồ máy phát MC – CDMA ứng với user thứ j Hình 3.7 . Phổ công suất của tín hiệu MC – CDMA Tuy nhiên, không nhất thiết phải chọn GMC = NC, và trên thực tế, khi tốc độ truyền của luồng dữ liệu gốc đủ cao để trở thành đối tượng của fading chọn lọc tần số thì luồng dữ liệu này cần được chuyển từ nối tiếp sang song song trước khi được trải phổ trong miền tần số bởi vì điều thiết yếu cần đạt được trong truyền dẫn đa sóng mang là fading phẳng trên mỗi sóng mang. Hình 3.8 chỉ ra sơ đồ máy phát MC – CDMA đã sửa đổi nhằm đảm bảo fading phẳng. Ở sơ đồ này, luồng dữ liệu tốc độ cao của user thứ j được chuyển đổi thành P chuỗi song song a1j , a2j ,…,aPj . Mỗi chuỗi này được nhân với mã trải phổ của user j và được truyền trên các sóng mang phụ khác nhau. Tổng số sóng mang phụ được dùng là NC = P x GMC. Hình 3.8. Sơ đồ máy phát MC – CDMA sửa đổi ứng với user thứ j Hình 3.9. Sơ đồ máy thu MC – CDMA cho user thứ j Các kỹ thuật tách sóng Các kỹ thuật tách sóng đầu thu của hệ thống MC-CDMA được phân thành 2 loại: Tách sóng đơn người sử dụng (Single – User Detection-SUD) Tách sóng đa người sử dụng (Multi – User Detection – MUD) Kỹ thuật SUD Nguyên lý của kỹ thuật này là để khôi phục tín hiệu user cần quan tâm mà không gây ra nhiễu đa truy nhập. Một bộ thu với SUD của user thứ k đươc minh hoạ theo hình vẽ: Hình 3.10: Mô hình bộ thu sử dụng kỹ thuật SUD Trong đó r là chuỗi dữ liệu sau bộ giải điều chế OFDM được qua bộ cân bằng để khử méo biên độ và pha. Chuỗi dữ liệu u thu được sau bộ cân bằng: (3.1) Trong đó G là ma trận vuông chéo (LxL): G0,0 …GL-1,L-1 là các hệ số phức (3.2) Các giá trị phức đầu ra u của bộ cân bằng được trải phổ bởi tương quan với giá trị phức liên hợp của mã trải phổ đặc trưng từng user ck(*). Giá trị được quyết định mềm phức ở đầu ra của khối trải phổ là: (3.3) Giá trị quyết định cuối của tín hiệu dữ liệu được phát hiện được cho bởi biểu thức: (3.4) Trong đó Q{.} là quá trình lượng tử hoá theo tín hiệu dữ liệu đã chọn. Các phương pháp khác: Phưong pháp phân tập phía thu sử dụng các kỹ thuật kết hợp: Kết hợp tỷ lệ tối đa (Maximum Ratio Combining-MRC), Kết hợp khuếch đại cân bằng (Equal Gain Combining – EGC); Kết hợp có lựa chọn (Selection Combining-SC). A1. Phương pháp lựa chọn phù hợp SC (Selection Combining): Trong mạch SC, tín hiệu đã so sánh từ nhánh anten L nào đó của anten được đưa vào mạch logic đa hợp. Nhánh nào có tỉ lệ C/N CT2 cao hơn sẽ được lựa chọn và đưa vào bộ giải mã. Nguyên lý lựa chọn phù hợp được minh hoạ ở hình 3.11: Hình 3.11: Nguyên lý hoạt động của phương pháp lựa chọn phù hợp A2. Phương pháp kết hợp tỉ lệ lớn nhất MRC (Maximum Ratio Combining): Với phương pháp này, tín hiệu của L nhánh đa hợp trước tiên được đồng bộ về pha, xác định trọng số bản thân theo tỉ lệ C/N tức thời trong các nhánh riêng. Bước thứ hai là cộng các tín hiệu đồng pha và trọng số với nhau, do cách làm này về lý thuyết mà nói đã làm giảm hiệu ứng phading hơn bất kỳ kỹ thuật đa hợp tuyến tính nào khác. Nhưng thực hiện đồng bộ pha và xác định trọng số phức tạp hơn phương án lựa chọn phù hợp, với khả năng tích hợp chipset hiện nay thi việc này cũng không khó khăn thực hiện. Có nhiều phương án để giải quyết nhưng hiệu quả nhất là dựa trên mức sóng mang phụ, thực hiện đồng bộ pha và xác định trong số bằng cách nhân tín hiệu này với toán tử liên hợp phức của nó. Trên hình 3.12 minh hoạ nguyên lý hoạt động của phương pháp này. Hình 3.12: Nguyên lý hoạt động của phương pháp MRC Kỹ thuật MUD Thực tế, máy thu ở BS biết tất cả các mã của mọi người sử dụng trong cell mà BS đó đang phục vụ, người ta sử dụng thông tin của tất cả mọi người sử dụng trong một cell khi khôi phục tín hiệu. Kỹ thuật này gọi là Multi-User Detection (MUD). Về cơ bản, nó là: tín hiệu của mọi người sử dụng được đồng thời khôi phục một lúc và được thực hiện tương hỗ lẫn nhau (jointly). Các kỹ thuật MUD gồm có: Máy thu tôi ưu (optimum receiver hoặc maximum - likehood MUD). Máy thu tuyến tính (linear receiver) gần tối ưu (sub-optimum) Máy thu dựa trên khử nhiễu (interference cancellation receiver). Trong loại này có hai loại nhỏ: Khử nhiễu song song (PIC - Parallel Interference Cancellation) và Khử nhiễu lần lượt (SIC - Successive Interference Cancellation). Máy thu MUD Tối Ưu (Optimum Multi-User Detector hoặc Maximum - Likelihood MUD (ML-MUD)) Thay vì, phát hiện tín hiệu của mỗi người sử dụng một cách riêng rẽ như trong các máy thu CDMA thông thường. ML-MUD sẽ cùng một lúc khôi phục tín hiệu của tất cả mọi người sử dụng trong cell. Có hai loại máy ML-MUD: a.1. Máy Thu ML-MUD Chỉ dựa trên một bit hoặc một symbol (Maximum Likelihood Symbol by Symbol Estimation-MLSSE): Máy thu này sẽ khôi phục tín hiệu theo từng bit/symbol một. Khi nó nhận được tín hiệu, nó sẽ tìm kiếm trong tập hợp các tín hiệu có thể được phát đi và tím kiếm một chuỗi các bit/symbol (mỗi bit/symbol ứng với tín hiệu phát đi của một người sử dụng) có xác suất thành công cao nhất. Do đó, loại máy thu này đảm bảo xác suất bit/symbol lỗi nhỏ nhất. Chính vì lý do này nó được gọi là Máy Thu MUD Tối Ưu. a.2. Máy Thu ML-MUD dựa trên chuỗi các bit hoặc một chuỗi các symbol (Maximum Likelihood Sequence Estimation-MLSE): Máy thu này sẽ khôi phục tín hiệu theo từng chỗi bit/symbol một. Máy thu sẽ phải đợi cho một chuỗi các tín hiệu được nhận trước khi hoạt động MUD được tiến hành. Khi nó nhận được một chuỗi các tín hiệu, nó sẽ tìm kiếm trong tập hợp các tín hiệu có thể được phát đi và tìm kiếm một chuỗi các bit/symbol có xác suất thành công cao nhất. Điểm khác nhau duy nhất giữa máy thu a1 và a2 là máy thu a1 dựa trên từng bit/symbol còn máy thu B dựa trên cả một dãy (chuỗi) các bit hoặc symbol. Như vậy, máy thu a1 sẽ khôi phục từng véc-tơ tín hiệu trong đó mỗi thành phần của véc-tơ là tín hiệu của một người sử dụng. Máy thu B sẽ khôi phục một lúc một ma trận tín hiệu trong đó mỗi một cột là một chuỗi các tín hiệu được gửi đi từ một người sử dụng. Máy thu MUD Tuyến Tính B1 Máy thu MUD giải tương quan (Decorrelating MUD Receiver) B2 Máy thu MUD Dựa Trên Bộ Lọc MMSE (Minimum Mean Square Error Filter) Máy thu dựa trên khử nhiễu (interference cancellation receiver). C1 Khử nhiễu song song (PIC - Parallel Interference Cancellation) C2 Khử nhiễu lần lượt (SIC - Successive Interference Cancellation). Ư u khuyết điểm của hệ thống dùng MC-CDMA Ưu điểm MC – CDMA thừa hưởng tất cả những ưu điểm của CDMA và OFDM Do mỗi sóng mang phụ chỉ chịu ảnh hưởng của Fading phẳng nên hệ thống bền vững với Fading chọn lọc tần số và có thể giảm độ phức tạp của các bộ cân bằng ở máy thu. Do chu kỳ ký hiệu dài hơn nên hệ thống chống được nhiễu liên ký hiệu ISI và hơn nữa là việc giả đồng bộ trở nên dễ dàng hơn. Sự phức tạp của máy phát và máy thu giảm đáng kể nhờ sử dụng thuật toán FFT và IFFT. Khuyết điểm Rất nhạy với offset tần số. Offset tần số xảy ra do hiệu ứng Dopler hay do sự sai lệch trong việc tạo dao động cho các sóng mang ở máy phát và máy thu. Nó làm cho các sóng mang mất tính trực giao và do đó nhiễu liên sóng mang ICI (Inter-Carrier Interference) và nhiễu đa truy cập MAI (Multiple Access Interference) xuất hiện, ảnh hưởng nghiêm trọng đến chất lượng kênh truyền. Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PAPR lớn. Sự khác nhau giữa MC-CDMA và OFDM Sự khác nhau cơ bản giữa kỹ thuật OFDMA và MC – CDMA là: Với kỹ thuật OFDMA, mỗi user trong cùng một cell sử dụng một tập tần số sóng mang phụ riêng biệt. Còn đối với kỹ thuật MC – CDMA, tất cả các user sử dụng chung một tập tần số sóng mang phụ. Mỗi user được phân biệt với user khác nhờ chuỗi mã của riêng user đó. Trong hệ thống sử dụng MC – CDMA, do tất cả các user sử dụng chung một tập tần số sóng mang phụ nên tính trực giao giữa các user của hệ thống thông tin di động có thể bị mất ngay cả trong cùng một cell. Vì vậy, hệ thống MC-CDMA cần các bộ cân bằng khá phức tạp. Trong khi đó, hệ thống sử dụng OFDMA không bị khuyết điểm này bởi vì trong một cell đơn, tất cả các user có tập sóng mang phụ khác nhau nên loại bỏ được ISI và ICI. Vì vậy, OFDMA không bị ảnh hưởng của can nhiễu trong cùng một cell. Đây chính là điểm nổi bật của OFDMA so với MC – CDMA và DS – CDMA bởi vì trong hai hệ thống này, can nhiễu bên trong cell là nguồn can nhiễu chính HỆ THỐNG CẢI THIỆN HIỆU SUẤT CHO THÔNG TIN DI ĐỘNG SỬ DỤNG CÔNG NGHỆ CDMA/OFDM Giới thiệu Mục đích của phần này là sử dụng hệ thống CDMA/OFDM áp dụng cho cấu trúc truyền tín hiệu đường xuống (downlink) trong hệ thống thông tin di động sử dụng công nghệ CDMA với việc tận dụng các ưu điểm kết hợp của cả 2 công nghệ CDMA và OFDM. Cấu trúc truyền cho đường downlink sử dụng công nghệ CDMA/OFDM Cấu trúc truyền cho đường downlink của hệ hệ thống thông tin di động trình bày trong Hình 4.1. Đầu phát bao gồm: Bộ trải phổ, một bộ điều chế và một bộ điều chế OFDM Multiplexer. Đầu thu gồm có một bộ giải điều chế OFDM demultiplexer, một bộ ước lượng kênh estimator, một bộ giải điều chế demodulator, và một bộ giải trải phổ despreader. Mỗi tín hiệu thông tin được điều chế trực tiếp qua chuỗi trải phổ chiều dài Ns, bằng cách sử dụng định dạng tín Hình 4.1: Cấu trúc truyền sóng dựa trên công nghệ CDMA/OFDM hiệu BPSK. Các dãy trải phổ này là trực giao bằng việc sử dụng mã Walsh-Hadamard (WH). Đặt bi [-1,+1] là bit mang thông tin của user thứ i, và Vi là từ mã trải phổ chiều dài N được dùng cho thuê bao thứ i. Sau đó, tín hiệu được điều chế cho K user hoạt động trước khi điều chế OFDM có thể được thể hiện như sau: (4.1) Trong đó U là một véc tơ Ns thành phần. Nếu chúng ta đặt N là tổng số sóng mang con, vấn đề đầu tiên là có thể xem xét 2 cách mapping các thành phần của véc tơ U được trải phổ để thiết lập các tần số: cách thứ nhất là L khối trải phổ có chiều dài Ns=Ns1, hỗ trợ tối đa Ns1 user, được chuyển đổi nối tiếp/song song và sau đó L.Ns1 = N chips được ánh xạ vào N tần số (xem Hình 4.1a). Cách thứ hai, sử dụng m mã WH có chiều dài Ns = Ns1/m song song, mỗi đầu vào được hỗ trợ tối đa Ns1/m user, sau khi trải phổ tiếp tục được chuyển đổi nối tiếp/song song và map vào N tần số. Chúng ta xem xét cách thứ hai đối với mã WH ngắn cho phép sử dụng thu tín hiệu tối ưu với độ phức tạp hợp lý. Cả hai hệ thống cung cấp cùng một dung lượng tối đa K = Ns1 user, nhưng hiệu suất khác nhau. Trong mô tả cấu trúc hệ thống OFDM, chúng ta chỉ xem xét trường hợp đầu tiên: Ns = Ns1. Sau đó, các tín hiệu OFDM sẽ được viết như sau: X(t) = với T=Ts + với (4.2) Trong đó là thành phần thứ i của khối trải phổ thứ l, δ là khoảng thời gian bảo vệ và f0 tần số sóng mang nhỏ nhất. Dựa trên giả định rằng rằng δ lớn hơn đáp ứng xung của kênh và kênh biến đổi chậm so với khoảng thời gian truyền tín hiệu, tín hiệu thu có thể được viết như sau: y(t) = (4.3) Trong đó là đáp ứng kênh truyền ở tần số flNs+ i. Các tín hiệu điều chế và mẫu tương ứng ơ tốc độ 1/ts có thể được thể hiện như y(ntS) = (4.4) Ta nhận thấy [Hiluil ] là biến đổi Fourier rời rạc (DFT) của []. Trong thực tế các DFT có thể được thực hiện bởi biến đổi Fourier nhanh (FFT). Các tín hiệu OFDM có thể được hình thành bởi một biến đổi FFT ngược. Mặc dù các kỹ thuật OFDM với thời gian bảo vệ đã giải quyết các vấn đề về fading lựa chọn tần số của kênh truyền (không có ISI), nhưng nó không khử được triệt để hiện tượng fading. Biên độ của mỗi mỗi sóng mang con bị ảnh hưởng bởi luật Rayleigh /Rician. Vì vậy, phía thu cần sử dụng bộ ước lượng kênh thích hợp với một thuật toán tách sóng và mã hóa kênh. Cần lưu ý rằng trong thực tế cho cho các tần số khác nhau có tương quan, do đó việc sử dụng bộ ghép xen (interleaver) và giải ghép xen (de-interleaver) là có lợi (Hình 1.a, 1.b). Tiếp theo, chúng ta sẽ xem xét vấn đề thu tín hiệu của một khối trải phổ chiều dài Ns bằng cách sử dụng các thuật toán tách sóng khác nhau. Các phương pháp tách sóng được sử dụng Trong phần này, chúng ta sẽ phân tích các phương pháp phân tích tín hiệu thu được tại đầu thu khác nhau. Các phương pháp gồm: tách sóng thông thường (CD-Conventional Detection), tách sóng tối ưu (MLD-Maximum-Likelihood Detection ). Cần lưu ý rằng việc trải phổ được thực hiện bằng cách sử dụng mã Walsh-Hadamard (WH). Đặt Vi là từ mã WH được dùng cho user thứ i. Nếu ta xem K là số user, sau đó tín hiệu được phát trước khi chuyển đổi IFFT có thể được thể hiện như biểu thức (4.1). Tín hiệu thu được R sau FFT bị ảnh hưởng bởi fading Rayleigh phẳng (r <6), và nhiễu. Nó có thể được viết như sau: (4.5) Trong đó là một véc tơ Ns thành phần tương ứng với tạp âm fading Rayleigh, I là ma trận đơn vị, và n là véc tơ nhiễu. Để phát hiện dữ liệu được truyền từ tín hiệu thu được, các thuật toán tách sóng khác nhau có thể được áp dụng cho giải trải phổ. Trong các thuật toán này, ta coi rằng các tín hiệu trước khi giải trải phổ được bù pha. Khi đó ta chỉ cần quan tâm đến biên độ fading. Tách sóng thông thường Đây là thuật toán đơn giản nhất. Nó gồm có một hàm tương quan. Chúng ta phân biệt hai trường hợp sau: Không có sử dụng thông tin về trạng thái của kênh (CSI-channel state information ) (4.6) Phương trình 4.6 chỉ ra rằng, tại đầu thu, sau bộ đánh giá dữ liệu thu được sẽ tương ứng với hàm dấu của tín hiệu thu được nhân chuỗi trải phổ (sau bộ giải trải phổ). Thuật toán này không sử dụng các thông số đặc trưng của kênh truyền sóng. Trên một kênh AWGN thuật toán là tối ưu, nhưng trong kênh fading Rayleigh, thậm chí không có nhiễu, tính trực giao của vectors sau tương quan không được giả định. Kết quả là đường cong BER sẽ bị trải phẳng ra (tức là tỷ lệ bit lỗi không giảm nhiều khi tăng Eb/N0 Bằng cách sử dụng CSI: thuật toán này sử dụng các thông số đặc trưng cần biết của kênh và các kênh tương quan với tín hiệu nhận được cùng chuỗi trải phổ của user thứ i chia cho . Khi thông tin về trạng thái kênh không được dùng theo cách thích hợp, kết quả là khi SNR thấp khi nhiễu tăng bởi vì được chia cho p, tuy nhiên, khi SNR cao thì điều kiện của trực giao sẽ được giả định là không có lỗi - nền (error-floor). Tách sóng tối ưu Thuật toán cần CSI và thực hiện thu tín hiệu đầy đủ: tất cả K user hoạt động sẽ được thu tại cùng một thời điểm, tức là, U sẽ được ước lượng. Đặt Wi, i = 1, .., 2Ns là tất cả chuỗi dữ liệu có thể được truyền, nên = Wi, chúng ta xác định luật tối ưu như sau: di2 = min(R-IWiT)2, i = l,..,2Ns. (4.7) Thuật toán này thực hiện tốt hơn, nhưng sự phức tạp tăng nhanh khi độ dài của mã WH tăng. Vì lý do đó, việc tách sóng tối ưu sẽ chỉ được áp dụng cho cách thứ hai về cấu trúc truyền dẫn với với mã WH nhỏ (xem Hình 1.b). Phân tích hiệu quả hoạt động Trong phần này, chúng ta phân tích hiệu quả hoạt động của bộ thu tối ưu cho K user (dung lượng tối đa) trong các kênh AWGN và kênh fading Rayleigh. Trường hợp 1 user là một trường hợp đặc biệt của trường hợp K user. Để có một kênh fading Rayleigh , chúng ta sẽ xác định một mức ràng buộc cao hơn cho tỷ lệ bit lỗi (BER). Kênh AWGN Trường hợp không có can nhiễu của đa user bằng cách sử dụng mã WH, giá trị BER sẽ xấp xỉ trường hợp 1 user: (4.8) Trong đó Eb là năng lượng bit thông tin , N0/2 là mật độ phổ nhiễu Gaussian. Kênh fading Rayleigh Đối với trường hợp kênh fading Rayleigh, BER có thể được ràng buộc bởi: (4.9) Trong đó A(U,W) là số bit lỗi xảy ra khi chuỗi U được truyền và một chuỗi W ≠ U đã được chọn bởi bộ giải mã decoder, P(U) là xác suất tiên nghiệm của U được truyền, G là tất cả chuỗi dữ liệu có thể được truyền, và P(W/U) là xác suất lỗi điều kiện. Bằng cách sử dụng ràng buộc Chernoff xác suất của sự kiện lỗi (W/U) được tính bởi: (4.10) Trong đó là năng lượng bit trung bình và dj2(U, W) =|uj - wj|2 và có 2Ns chuỗi, P(U) = 1/2Ns. Vì vậy BER được tính: (4.11) Có thể thấy rằng khi SNR lớn hiệu quả mã hóa đạt được đối với phương pháp thu tín hiệu CD trở nên cao hơn nếu Ns lớn, nhưng mặt khác sự phức tạp tăng nhanh: nên chọn Ns <8. So sánh hệ thống OFDM với hệ thống kết hợp CDMA/OFDM Hình 4.2 cho ta kết quả so sánh giữa 2 hệ thống: với cùng một tỉ số Eb/N0 như nhau thì hệ thống CDMA/OFDM có tỉ lệ BER thấp hơn hệ thống OFDM với cùng dữ liệu được truyền đi. Nguyên nhân, đối với hệ thống CDMA/OFDM dữ liệu truyền được trải phổ với việc sử dụng mã trực giao Walsh-Harmard, qua môi trường truyền dẫn số lượng symbol lỗi có thể xấp xỉ hệ thống OFDM nhưng tại đầu thu của hệ thống kết hợp có bộ giải trải phổ và sử dụng thuật toán quyết định hợp lý nên đã hạn chế được tỷ lệ BER. Qua đó có thể đánh giá hệ thống kết hợp CDMA/OFDM có chất lượng tốt hơn. Hình 4.2: So sánh 2 hệ thống OFDM và CDMA/OFDM So sánh CDMA/OFDM với CDMA/MRC Để so sánh hai hệ thống này, chúng ta sẽ xem xét việc hai trường hợp tối ưu: MLD với CSI hoàn hảo cho hệ thống CDMA/OFDM, và phân tập kết hợp tỷ lệ tối đa (MRC) với Ns đường giả thiết rằng ta có đầy đủ thông tin các đặc điểm của mỗi đường truyền sóng cho các hệ thống CDMA thông thường (CDMA/MRC). Biễu diễn BER cho trường hợp CDMA/MRC với giả thiết rằng tín hiệu thu được không bị ảnh hưởng bởi can nhiễu của các user khác, được ràng buộc bởi: (4.12) Với SNR lớn, BER có thể được biểu diễn như sau: (4.13) Với trường hợp CDMA/OFDM, BER cho SNR cao và K user được biểu diễn bởi: (4.14) Từ các phương trình trên ta có thể kết luận rằng CDMA/MRC thực hiện tốt hơn. Tuy nhiên, với giá trị SNR cho hợp lý và số lượng đường truyền tín hiệu hợp lý, những hệ thống này có thể có cùng một hiệu suất liên quan. Xét góc độ phần cứng và vấn đề ước lượng kênh cho một hệ thống OFDM sẽ thực hiện dễ dàng hơn và cũng là hiện thực hoá của một bộ FFT thay vì một đầu thu Rake là đơn giản hơn nhiều. Một lợi thế khác của hệ thống CDMA/OFDM là phân chia tế bào: Điều này sẽ được thực hiện bằng cách sử dụng phương pháp nhảy tần chậm. Mỗi tế bào sẽ có mã riêng của mình cho hopping, sau đó các người dung di động trong quá trình chuyển giao sẽ chỉ thay đổi mã hopping nó. Trong phần tiếp theo các kết quả mô phỏng được trình bày chi tiết với các phân tích đánh giá. Kết quả mô phỏng Trong phần này, sẽ trình bày kết quả mô phỏng của một hệ thống CDMA/OFDM trong một kênh fading Rayleigh đa đường. Giả sử thời gian bảo vệ δ lớn hơn trễ phổ tối đa, các kênh truyền coi như một kênh fading Rayleigh phẳng. Tổng số user là K = 64. Mã WH được sử dụng để trải phổ. Chiều dài của từ mã WH sẽ phụ thuộc vào thuật toán tách sóng. Với thuật toán CD (Conventional Detection), chúng ta sẽ lấy chiều dài mã WH Ns= K=64, Tuy nhiên đối với thuật toán MLD chiều dài từ mã Ns=4 hoặc 8. Hệ thống OFDM được hiện thực hóa bởi một bộ FFT đảo với N = 512 điểm (L = 8). Mỗi sóng mang con sử dụng băng thông 2500 Hz, vì vậy các thời gian truyền mỗi tín hiệu chip là 0,4 ms. Băng thông có ích là 2500 x 512 = 1,28 MHz. Nếu độ dài khoảng bảo vệ là 32µs (được chọn (để chống lại echos lên đến 32 fis) tốc độ chip tổng cộng có thể được truyền là 1,185 M-chip/sec khi sử dụng điều chế BPSK. Nếu chúng ta sử dụng khoảng 10 phần trăm tốc độ (0,1185 M-chip/sec) cho kênh-sounding và đồng bộ hóa, có thể giả thiết đường truyền của 64 user hoạt động ở mức khoảng 16,664 kbit / sec, kết quả ta có một hiệu suất trả phổ cao 0,8332 bit / sec / Hz. Có thể nhận thấy rằng nếu chúng ta sẽ sử dụng một tỷ lệ 2/3 mã hóa kênh cho bảo vệ lỗi, thì có thể truyền tải thông tin hữu ích với tốc độ lên đến 11.11 kbit / sec cho mỗi user. Ngoài ra bằng cách sử dụng điều chế QPSK băng thông có ích sẽ được giảm tới một nửa, với kết quả truyền 2 x 64 người sử dụng trong các kênh 1,28 MHz. Theo các tham số ở trên, nếu chúng ta cũng xem xét hiện tượng tần số Doppler khoảng 200 Hz, điều kiện thời gian kết hợp có thể được đảm bảo. Hai trường hợp được mô phỏng cho các thuật toán khác nhau: K = 4. Với các điều khiển công suất lý tưởng, thông tin trạng thái kênh lý tưởng (CSI), và mã xen interleaving lý tưởng như giả thiết. Hình 4.3 cho thấy hiệu quả hoạt động của CD (NS = Ns1 = 64) cho các trường hợp ở trên. Hình 4.3: Hiệu suất của hệ thống CDMA/OFDM với phương pháp tách sóng thông thường Trường hợp 64 user cho một kênh fading Rayleigh có một lỗi nền trong trường hợp mà chúng ta không sử dụng CSI, bởi vì tính trực giao gây ra giữa các mã user không được giả định. Tuy nhiên, bằng cách sử dụng CSI, đối với SNR thấp BER sẽ cao hơn khuếch đại nhiễu. Đối với SNR cao điều kiện trực giao sẽ được giả thiết: không có lỗi nền (error-floor). Hình 4.4 so sánh hiệu quả hoạt động của 2 phương pháp MLD (bằng cách sử dụng mô hình truyền thứ hai hình 4.1.b, Ns = Ns1 / m = 8, m = 8 cho trường hợp 64 user) và phương pháp CD cùng số lượng user. Các đường cong phân tích cũng được vẽ. Các điểm cong chỉ ra rằng, độ dài của mã WH tăng cải thiện hiệu suất. So sánh những kết quả này với trường hợp của CD bằng cách sử dụng cùng một mã WH, và trong cùng một mô hình truyền, MLD thực hiện rất tốt ngay cả với mã WH ngắn. Hình 4.4: So sánh hiệu suất của hệ thống CDMA/OFDM với 2 phương pháp tách sóng MLD, CD. Hình 4.5 so sánh hiệu suất của 2 hệ thống CDMA/MRC và CDMA/OFDM. Từ những đường cong biểu diễn này ta đi đến kết luận rằng với trường hợp SNR cao hệ thống CDMA/MRC hoạt động tốt hơn hệ thống CDMA /OFDM. Tuy nhiên, với SNR thấp sự khác biệt này không quan trọng so với độ phức tạp của bộ thu Rake và bộ ước lượng kênh. Hình 4.5: So sánh 2 hệ thống CDMA/MRC và CDMA/OFDM KẾT LUẬN Trong bài viết này, tôi đã nghiên cứu hệ thống kết hợp 2 công nghệ đa truy nhập là OFDM và CDMA (hệ thống đa truy nhập kênh truyền đa sóng mang phân chia theo mã MC CDMA – một công nghệ triển vọng cho hệ thống thông tin di động thế hệ kế tiếp), đồng thời tôi cũng lập trình Matlab mô phỏng hiệu quả hoạt động của một hệ thống MC CDMA cho đường tải xuống (Base-Mobile) của một hệ thống thông tin di động bởi việc sử dụng các thuật toán khác nhau cho việc giải trải phổ. Hai cấu trúc truyền tín hiệu được phân tích, trong đó cho phép việc thu tín hiệu tối ưu với độ phức tạp hợp lý. Các kết quả mô phỏng và phân tích cho thấy hiệu quả hoạt động của CDMA/OFDM với MLD cung cấp phân tập tần số và được so sánh với một hệ thống CDMA tối ưu với phân tập MRC. Tuy nhiên, trong thực tế, việc cung cấp cho một ví dụ về độ phân tập bằng 8 cho hệ thống CDMA / OFDM đơn giản hơn là bộ thu Rake với 8 đầu thu. Bằng cách sử dụng điều chế BPSK, hệ thống hỗ trợ cho 64 người sử dụng đang hoạt động tại tốc độ 16,664 kbit /sec (không có mã kênh) trong một băng thông 1,28 MHz, kết quả là hiệu suất trải phổ cao 0,8332 bit/sec/Hz (bằng cách sử QPSK thì chỉ dùng 1/2 băng thông trên). Hướng nghiên cứu sử dụng CDMA/OFDM cho đường xuống là một cách nghiên cứu triển vọng, với việc sử dụng phương pháp này thì bộ thu tại các máy di động CDMA cầm tay sẽ đơn giản hơn rất nhiều so với việc sử dụng bộ thu Rake, qua đó có thể giảm giá thành thiết bị đầu cuối đối với mạng di động sử dụng công nghệ CDMA. Hướng nghiên cứu này có thể phát triển tiếp tục với hướng thực hiện xác định một hệ thống tương tự cho đường lên Uplink (Trạm mobile - Base-Mobile) của hệ thống thông tin di động. TÀI LIỆU THAM KHẢO I. Tài liệu tiếng Việt [1] PGS.TS Nguyễn Quốc Trung, “Xử lý tín hiệu và lọc số”, tập 1, tập 2, Nhà xuất bản khoa học kỹ thuật, 2003. [2] Nguyễn Phạm Anh Dũng, “Giáo trình thông tin di động”, NXB Bưu Điện, 6/2002 I. Tài liệu tiếng Anh [1] Alard M. and Lassalle R., " Principles of modulation and channel coding for digital broadcasting for mobile receivers," EBU Review, Tech. No. 224, pp 47-69, Aug-87 [2] Andreas F. Molisch, Ye Li, Jinyun Zhang, “Interference suppression for OFDM – based UWB communication”, United States Patent no. ,2005/0265218, Granted Dec, 2005. [3] Bello P.A., " Characterization of randomly time-variant linear channels," IEEE Trans-on Com. Syst., CS-11, pp.360-93, Dec-63 [4] Chase M. PahlavanK., "Performance of CDMA Orthogonal codes over measured indoor radio channels," IEEE Proc. Conf. ICC-91, pp 16A.2.1-16A.2.5. [5] D. Gerakoulis, “Interference suppressing OFDM method for wireless communications,” United States Patent no. ,882,619, Granted April, 2005. [6] D. Gerakoulis, P.Salmi, “An Interference Suppressing OFDM system for Ultra wide bandwith radio channels”, IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. 7, no.2, pp. 259 – 264, 2002. [7] Divsalar D. and Simon M.K., " The design of trellis coded MPSK for fading channels," IEEE Trans-on Com, Com-36, pp.1004-12, Sept-88 [8] Henrik Schulze and Christian Lüders, “Theory and Applications of OFDM and CDMA Wideband Wireless Communications”, John Wiley & Sons, Ltd, 2003. [9] Hoeher P. ," TCM on frequency-selectiveland- mobile fading channels ," 5th Tierrenia Intern. Workshop on Digital communications, Elsevier Science publishers, Pisa Italy, 8-12 Sept-91 [10] Hüseyin Arslan, Zhi Ning Chen, Maria-Gabriella Di Benedetto, “Ultra-Wideband Wireless Communications”, John Wiley & Sons, Ltd, 2006. [11] K. Fazel, S. Kaiser, “Multi-Carrier and Spread Spectrum Systems”, John Wiley & Sons, Ltd, 2003. [12] Marvin K. Simon, Mohamed-Slim Alouini, “Digital Communication over Fading Channels”, John Wiley & Sons, Inc. Pub, 2005. [13] Proakis John G., " Digital Communications, " 2nd Ed. Mc-Graw Hill , NY, 89 [14] Turin G.L., " Introduction to spread-spectrumantimultipath techniques and their applications to urban digital radio, " IEEE Proc, vol. 68, pp 328-53, March-80 [15] Weinstein S.B and Ebert P.M., "Data transmission by frequency division multiplexing using the discrete Fourier transform," IEEE Trans-on Com. Tech., Com-19, pp.628-34, Oct-71