NGHIÊN CỨU BỘ BIẾN ĐỔI XOAY CHIỀU – MỘT CHIỀU BỐN GÓC PHẦN TƯ
CHUYÊN NGÀNH: TỰ ĐỘNG HÓA
LUẬN VĂN THẠC SỸ KHOA HỌC KỸ THUẬT
MỞ ĐẦU
Ngày nay với sự phát triển nhanh chóng của khoa học kỹ thuật và công nghệ
trên thế giới, Việt Nam đang từng ngày hội nhập với nền kinh tế thế giới và tiếp
nhận những thành tựu mới nhất của khoa học và công nghệ. Đặc biệt trong ngành
công nghiệp điện tử, các thiết bị điện tử công suất được sản xuất ngày càng nhiều.
Và các ứng dụng của nó trong công nghiệp và đời sống hằng ngày phát triển hết sức
mạnh mẽ.
Hiện nay, việc điều khiển động cơ một chiều thường sử dụng bộ biến đổi
Tiristor truyền thống: Xung áp một chiều, chỉnh lưu tiristor . với nhiều nhược
điểm: Dòng đầu vào chứa nhiều sóng hài bậc cao, quá trình đảo chiều diễn ra chậm,
logic đảo chiều phức tạp. Để khắc phục những nhược điểm trên người ta nghiên cứu
các phương pháp mới. Một trong những phương án đó là phương pháp chỉnh lưu
PWM ba pha bốn góc phần tư.
Xuất phát từ thực tế đó tôi đã chọn đề tài nghiên cứu khoa học: “Nghiên cứu
bộ biến đổi xoay chiều – một chiều bốn góc phần tư”.
Luận văn gồm có 4 chương:
Chương 1: Phân tích nhược điểm truyền động T – Đ đảo chiều
Chương 2: Phân tích nguyên lý làm việc của chỉnh lưu biến điệu độ rộng xung
Chương 3: Ứng dụng chỉnh lưu PWM cho truyền động đảo chiều động cơ một chiều
Chương 4: Mô phỏng và thực nghiệm
MỤC LỤC
MỤC LỤC . 1
DANH MỤC CÁC KÍ HIỆU VÀ CÁC CHỮ VIẾT TẮT . 3
DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ . 4
MỞ ĐẦU 7
CHưƠNG 1 PHÂN TÍCH NHưỢC ĐIỂM TRUYỀN ĐỘNG T – Đ ĐẢO CHIỀU . 8
1.1. Giới thiệu về hệ truyền động Thiristo – Động cơ một chiều (T-Đ) . 8
1.1.1. Chế độ dòng liên tục . 9
1.1.2. Hiện tượng chuyển mạch 11
1.1.3. Chế độ dòng điện gián đoạn . 13
1.2. Phân tích sóng hài bậc cao . 16
1.3. Dòng điện gián đoạn . 19
1.4. Quá trình đảo chiều ở hệ T- Đ . 21
1.4.1. Mạch lực . 21
1.4.2. Phân tích đảo chiều 22
1.5. Kết luận 27
CHưƠNG 2 PHÂN TÍCH NGUYÊN LÍ LÀM VIỆC CỦA CHỈNH LưU BIẾN ĐIỆU
ĐỘ RỘNG XUNG 28
2.1. Đặt vấn đề . 28
2.2. Cấu trúc mạch lực FQR (Three- phase Four- quadrant PWM rectifier) 28
2.2.1. Bộ lọc đầu vào: . 29
2.2.2. Bộ biến đổi . 30
2.3. Điều chế vector không gian . 30
2.3.1. Khái niệm vector không gian và vector chuẩn . 30
2.3.2. Xây dựng phương pháp điều chế vector không gian 33
2.3.2.1. Xác định vector biên chuẩn 33
2.3.2.2. Xác định vector iref thuộc sector nào 34
2.3.2.3. Xác định tỉ số điều biến d1, d2 36
2.3.2.4. Xác định mẫu xung cho từng sector 38
2.4. Kết luận 46
CHưƠNG 3 ỨNG DỤNG CHỈNH LưU PWM CHO TRUYỀN ĐỘNG ĐẢO CHIỀU
ĐỘNG CƠ MỘT CHIỀU . 47
3.1. Đặt vấn đề . 47
3.2. Xây dựng cấu trúc điều khiển bốn góc phần tư FQR (Four – Quadrant PWM
Rectifier) cho động cơ một chiều DC . 47
3.3. Thiết kế bộ điều chỉnh . 48
3.3.1. Động cơ một chiều 48
3.3.2. Tổng hợp mạch vòng dòng điện 49
3.3.3. Số hóa bộ điều chỉnh 52
3.4. Điều khiển công suất phản kháng và công suất tác dụng . 53
CHưƠNG 4 MÔ PHỎNG VÀ XÂY DỰNG MÔ HÌNH THỰC NGHIỆM . 55
4.1. Mô phỏng bộ chỉnh lưu ba pha bốn góc phần tư 55
4.1.1. Mô hình mô phỏng chỉnh lưu PWM 55
4.1.2. Kết Quả mô phỏng 58
4.2. Xây dựng mô hình thực nghiệm . 68
4.2.1. Cấu trúc thực nghiệm . 68
4.2.1.1. Giới thiệu về card điều khiển 1104 của hãng dSPACE 70
4.2.1.2. Phần mền Control Desk . 71
4.2.1.3.Card giao diện và hệ thống đo lường 71
4.2.2. Quá trình thực nghiệm tại phòng thí nghiệm . 73
4.2.3. Kết quả thực nghiệm . 74
4.3. Kết luận: . 78
TÀI LIỆU THAM KHẢO 79
80 trang |
Chia sẻ: maiphuongtl | Lượt xem: 2170 | Lượt tải: 1
Bạn đang xem trước 20 trang tài liệu Luận văn Nghiên cứu bộ biến đổi xoay chiều – một chiều bốn góc phần tư, để xem tài liệu hoàn chỉnh bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên
cơ của động cơ trở nên rất dốc.
Giá trị trung bình của dòng điện ở chế độ gián đoạn viết trong hệ đơn vị tương
đối được tính như sau:
* *0 ( )
2 0
os os( ) sin sin( )
0 0 0 02 2
m
I i d
d d
m
c c
(1-13)
Trong trường hợp ngược lại khi giữ
onst
0
c
và giảm dần E, góc dẫn λ sẽ
dài dần ra và khi
2 / m
thì dòng điện trong mạch trở nên liên tục (xem hình
1.6b) giá trị đó của sđđ E (tương ứng
/
2
E U
m
) ứng với trạng thái biên giới liên
tục và có thể tìm được nó nếu đặt
2 / m
vào (1-12) và (1-13)
os os( 2 / )
0 0 sin os
2 /
c c m m m
c
blt m
(1-14)
2 2* os os( ) sin( )sin
0 0 0 02
m
I c c
blt m m m
(1-15)
Mặt khác vì
0 2 m
nên
* ( sin os )sin
m m m
I c
blt m
(1-16)
2 ( sin os )sin
U m m mmI c
blt L m
e
(1-17)
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 16 -
Để tìm đường biên giới giữa vùng dòng điện liên tục và vùng dòng điện gián
đoạn ta tính
osc
từ (2-16) và tính sinα từ (2-17) và vì 2 2os sin 1c nên:
*
2 2( ) ( ) 1
sin sin os
I
blt blt
m m m m m
c
m m
(1-18)
1.2. Phân tích sóng hài bậc cao
Để thấy được sóng hài bậc cao của hệ T – Đ ta phân tích mô hình Three -
phase Thyristor Converter với tải tương đương động cơ một chiều trong matlab -
simulink. Ta có mô hình như hình 1.7:
Synchronization Voltages
DC motor equivalent circuit
Three-Phase Thyristor Converter
220 V rms L-L
3-phase Source
Use the Powergui FFT tool to display
the spectrum of Scope signals stored in
the 'psbconverter_str' structure.
Continuous
i
+
-
iB
i
+
-
iA
v
+
-
Vd
v
+
-
Vca
Vc
v
+
-
Vbc
Vb
v
+
-
Vab
Va
g
A
B
C
+
-
Thyristor Converter
alpha_deg
AB
BC
CA
Block
pulses
Synchronized
6-Pulse Generator
Scope
Mux
i
+
-
Id
90
Constant1
0
iA & iB
Id
Vd
Hình1.7. Mô hình chỉnh lƣu 3 pha dùng Tiristor
Do sự làm việc của sơ đồ chỉnh lưu mà dòng điện qua nguồn điện xoay chiều
có dạng khác sin. Phân tích đường cong dòng điện nguồn ra chuỗi Puriê ta được
đường cong hình sin tần số bằng tần số điện áp nguồn được gọi là sóng hài bậc nhất
dòng điện nguồn và tổng vô hạn các thành phần hình sin khác có tần số lớn hơn tần
số điện áp nguồn một số nguyên lần được gọi là các sóng hài bậc cao dòng điện
nguồn.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 17 -
Hệ truyền động T - Đ sử dụng bộ chỉnh lưu dùng thyristor là phần tử phi tuyến
gây nên sóng điều hòa bậc cao.
Khi động cơ làm việc sự có mặt của thyristor sẽ làm cho tín hiệu nguồn bị méo
so với tín hiệu hình sin. Dòng điện phía lưới không sin và chứa các thành phần sóng
điều hòa bậc cao .Đặc biệt là các thành phần bậc 5 và 7. Nó được biểu hiện bằng hệ
số méo dạng THD.
Hệ số méo dạng dòng điện:
2
2
1
I
n nTHD
I
Trong đó :
1
I
: Biên độ thành phần dòng cơ bản
I
n
: Biên độ thành phần dòng điều hòa bậc n
Theo phân tích phổ dòng điện đầu vào iA & iB ta sẽ tính được hệ số THD
Các kết quả mô phỏng dòng điện nguồn khi thay đổi góc điều khiển
Trường hợp 1: Góc điều khiển = 00
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
-100
0
100
Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 2 cycles
Time (s)
0 500 1000 1500 2000
0
2
4
6
8
10
12
14
Frequency (Hz)
Fundamental (50Hz) = 193.4 , THD= 14.51%
M
ag
(%
o
f F
un
da
m
en
ta
l)
Hình 1.8. Phân tích phổ dòng điện đầu vào iA & iB ( = 0
0
)
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 18 -
Theo phân tích phổ dòng điện trên ta thấy khi góc điều khiển = 00 thì hệ số
méo dạng THD = 14.51%
Trường hợp 2: Góc điều khiển = 600
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
-40
-20
0
20
40
Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 2 cycles
Time (s)
0 500 1000 1500 2000
0
5
10
15
20
Frequency (Hz)
Fundamental (50Hz) = 50.32 , THD= 28.82%
M
ag
(
%
o
f
F
un
da
m
en
ta
l)
Hình 1.9. Phân tích phổ dòng điện đầu vào iA & iB ( = 60
0
)
Theo phân tích phổ dòng điện trên ta thấy khi góc điều khiển = 600 thì hệ
số méo dạng THD = 28.82%
Trường hợp 3: Góc điều khiển = 900
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 19 -
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
0
2
4
6
Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 2 cycles
Time (s)
0 500 1000 1500 2000
0
20
40
60
80
100
Frequency (Hz)
Fundamental (50Hz) = 0.4017 , THD= 144.45%
M
ag
(
%
o
f
F
un
da
m
en
ta
l)
Hình 1.10. Phân tích phổ dòng điện đầu vào iA & iB ( = 90
0
)
Theo phân tích phổ dòng điện trên ta thấy khi góc điều khiển = 900 thì hệ
số méo dạng THD = 144.45%
Theo các kết quả trên ta thấy : Sóng hài bậc cao phụ thuộc vào sự thay đổi góc
điều khiển , góc điều khiển càng lớn thì độ méo dạng của dòng điện do sóng hài
bậc cao gây ra càng lớn.
1.3. Dòng điện gián đoạn
Theo phân tích về dòng điện gián đoạn trên ta thấy rằng hiện tượng gián đoạn
xảy ra phụ thuộc vào một trong các yếu tố sau đây
- Hiện tượng gián đoạn dòng điện chỉnh lưu xảy ra do năng lượng điện từ tích
lũy trong mạch khi dòng điện tăng (
2
2I
L
) không đủ duy trì tích chất liên tục của
dòng điện khi nó giảm dẫn đến hiện tượng dòng điện trở về không trước khi van kế
tiếp bắt đầu dẫn.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 20 -
- Dòng điện gián đoạn xảy ra phụ thuộc vào suất điện động (sđđ):
Theo công thức 1-12 ta có:
)cos(cos oo
+ Nếu ta giữ nguyên góc điều khiển αo= const nhưng tăng dần sđđ E của động
ở (ε) thì góc dẫn λ sẽ giảm dần và khi E = U2m.sinαo thì λ = 0 tức là không có dòng
chảy trong mạch. Lúc này mômen động cơ cũng sẽ bằng không, động cơ bị giảm
tốc độ và do đó E giảm, dòng điện lại xuất hiện trong mạch nhưng tương ứng với
tốc độ thấp hơn. Vì thế, ở chế độ dòng điện gián đoạn, đặc tính cơ của động cơ trở
nên rất dốc.
+ Nếu ta giữ αo = const và giảm dần E, góc dẫn λ sẽ dài dần ra và khi λ = 2л/m
thì dòng điện trong mạch trở nên liên tục ,giá trị đó của sđđ E (tương ứng ε =
E/U2m) ứng với trạng thái biên giới liên tục.
- Hiện tượng gián đoạn xảy ra còn phụ thuộc vào điện cảm L và số xung áp đập
mạch xoay chiều m
Theo công thức 1-18 ta tìm được biên giới giữa vùng dòng điện liên tục và
vùng dòng điện gián đoạn :
*
2 2( ) ( ) 1
sin sin cos
blt bltI
m m
m m m
Đây là đường elip với các trục là trục tọa độ của các đặc tính cơ. Elip này tạo
thành biên liên tục của vùng dòng điện gián đoạn như sau: Phía trong vùng elip là
vùng dòng điện gián đoạn còn phía ngoài elip là vùng dòng điện liên tục.
Tập hợp các điểm trạng thái biên [ωblt , Iblt] khi thay đổi góc điều khiển α =
0 π gần đúng là đường elip có các trục chính là các trục tọa độ, là đường cong nét
đứt trên hình 1.21. Trong đó hình 1.21b là đặc tính động cơ tương đương nhưng
chỉnh lưu là hình cầu ba pha (m=6) và điện cảm L lớn gấp 5 lần. Từ đó ta thấy rõ
tác dụng thu hẹp vùng dòng điện gián đoạn của việc tăng các thông số m,L của
mạch phần ứng. Tuy nhiên việc tăng số xung m kéo theo tăng độ phức tạp của mạch
lực và mạch điều khiển chỉnh lưu, còn khi tăng điện cảm L kéo theo là xấu quá trình
quá độ và làm tăng trọng lượng kích thước của hệ thống.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 21 -
Hình 1.11. Ảnh hƣởng của m,L khi chỉnh lƣu
a) ba pha hình tia, b) ba pha hình cầu
1.4. Quá trình đảo chiều ở hệ T- Đ
Như ta đã biết khi đảo chiều quay động cơ hệ truyền động cần phải giải
phóng động năng tích lũy của phần cơ ở chiều đang quay. Khi tốc độ động cơ
giảm về không hệ truyền động sẽ khởi động theo chiều ngược lại. Điều này có
nghĩa là truyền động cần qua chế độ hãm và nó sẽ chuyển trạng thái làm việc
qua ba góc phần tư. Đối với hệ T – Đ có đảo chiều quay cần thực hiện chế độ
hãm tái sinh ở vùng tốc độ cao và hãm ngược ở vùng tốc độ thấp.
Do chỉnh lưu Tiristo chỉ dẫn dòng theo một chiều và nó chỉ điều khiển được khi
mở, còn khóa phụ thuộc vào điện áp lưới. Nên hệ T – Đ đảo chiều khó khăn và
phức tạp do đó hệ T –Đ đảo chiều cần tuân theo một quy trình logic chặt chẽ
tránh 2 bộ đều có xung mở gây ngắn mạch.
Ta phân tích quá trình đảo chiều ở hệ T- Đ đảo chiều dùng 2 bộ biến đổi
điều khiển riêng.
1.4.1. Mạch lực
Bộ biến đổi điều khiển riêng gồm 2 bộ biến đổi mắc song song và ngược chiều
nhau. Việc điều khiển cho hai bộ biến đổi là độc lập với nghĩa: người ta tách
phát xung điều khiển cho hai bộ biến đổi - tức là khi một bộ làm việc thì bộ kia
bị khóa hoàn toàn.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 22 -
Hình 1.12. Sơ đồ hệ T-Đ đảo chiều dùng hai bộ biến đổi điều khiển riêng
Trong đó mạch lực gồm 6 cặp tiristor đấu song song ngược làm thành hai
bộ biến đổi: một bộ làm việc với chiều quay tthuận của động cơ còn bộ kia làm
việc theo chiều ngược. Mạch điều khiển hai bộ được điều khiển bằng hai khóa
1K
,
2K
. Giả sử động cơ làm việc bình thường ở chiều thuận bộ BBĐ_1 làm việc
ở chế độ chỉnh lưu ở góc phần tư thứ nhất, BBĐ_2 khóa hoàn toàn. Ngược lại ở
chế độ ngược thì BBĐ_2 làm việc ở chế độ chỉnh lưu trong góc phần tư thứ 3
trong khi BBĐ_1 khóa hoàn toàn.
Khi truyền động đảo chiều hoặc giảm tốc sẽ thực hiện ở góc phần tư thứ
2 do BBĐ_2 đảm nhận hay ở góc phần tư thứ 4 do BBĐ_1 đảm nhận. Tuy
nhiên việc thực hiện chuyển từ BBĐ_1 và BBĐ_2 cho nhau phải thực hiện qua
điều kiện logic chặt chẽ.
1.4.2. Phân tích đảo chiều
Giả sử hệ đang làm việc ở chiều thuận với BBĐ_1 khi có lệnh đảo chiều
sang chiều ngược. Tín hiệu điều khiển
dkU
giảm và đổi dấu từ dương sang âm
làm góc điều khiển tăng đến
2
,
1dE
giảm và đổi dấu. Điều này dẫn đến
dòng điện giảm về không, cắt phát xung cho BBĐ_1. Khi đảm bảo
dkU
ở đầu
mút nghịch lưu, đóng phát xung cho BBĐ_2, hệ sẽ hãm tái sinh. Quá trình đảo
U
®k
K
1
K
2
FX
1
FX
2
I
d1
I
d2
B
1
B
2
+
-
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 23 -
chiều tuân theo luật logic điều khiển chặt chẽ nhằm tránh hai bộ cùng làm việc
(sẽ gây ngắn mạch). Chính vì vậy mà hệ T-Đ điều khiển riêng cần có mạch
logic điều khiển.
Logic điều khiển
Ta định nghĩa các đầu vào- ra của khối logic điều khiển:
Các đầu vào:
1L
: lệnh đảo chiều
+
1L
=1: chiều thuận.
+
1L
=0: chiều ngược.
2L
: trạng thái dòng điện
+
2L
=1: dòng
0dI
+
2L
=0: dòng
0dI
3L
: trạng thái bộ biến đổi
+
3L
=1: chỉnh lưu.
+
3L
=0: nghịch lưu.
Các đầu ra:
1K
: đóng cắt BBĐ_1
+
1K
=1: đóng.
+
1K
=0: cắt.
2K
: đóng cắt BBĐ_2
+
2K
=1: đóng.
+
2K
=0: cắt.
Mạch logic cơ bản gồm 5 khối vào ra để đảm bảo hãm đảo chiều. Tuy vậy
trong thực tế có nhiều đầu vào- ra khác nữa phục vụ cho vận hành cả hệ trong
quá trình làm việc.
K1
K2
L1
L2
L3
LOG
Hình 1.13. Mô hình khâu LOG
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 24 -
Hình 1.14. Diễn biến quá trình đảo chiều.
Diễn biến quá trình đảo chiều
Hệ chuyển trạng thái làm việc qua ba góc phần tư và xảy ra qua 5 giai đoạn.
+ Giai đoạn 1 (ở góc phần tư thứ nhất): quá trình giảm điện áp chỉnh lưu,
dòng điện giảm về không và khóa BBĐ_1.
+ Giai đoạn 2: thời gian chết
0T
, động cơ quay tự do. Mục đích của giai
đoạn này là kiểm tra chắc chắn BBĐ_1 đã khóa an toàn. Bởi vì mạch đang làm
việc ở vùng dòng điện gián đoạn cho nên khi logic báo
0dI
chưa chắc
BBĐ_1 đã khóa hoàn toàn. Vì vậy
0T
được tính bằng thời gian dẫn của tiristo
0
20
( )T ms
m
, m là số xung chỉnh lưu.
0
0
0
0
0
1
1
1
1
1
1
1
1 2 3 4 5
Ed1
EdII
E
E
Ed E
Ed E
Id
To
Giai ®o¹n
Ed E
L1
L2
L3
K1
K2
t
t
t
t
t
t
Gãc phÇn tø I Gãc phÇn tø II
Gãc phÇn tø III
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 25 -
+ Giai đoạn 3: Hãm tái sinh, BBĐ_2 làm việc ở chế độ nghịch lưu
0d dP EI
( phát năng lượng ) ,
0b d dP E I
(thu năng lượng). Ở giai đoạn này
điều chỉnh tốc độ thay đổi của
dE
phù hợp với quán tính cơ động cơ nhằm giữ
dòng điện hãm không đổi trong giới hạn cho phép.
+ Giai đoạn 4: hãm ngược. Ở vùng tốc độ thấp E nhỏ, BBĐ_2 phải chuyển
sang chế độ chỉnh lưu với giá trị
dE
đủ lớn để hãm tốc độ động cơ về không và
khởi động theo chiều ngược lại.
+ Giai đoạn 5: Khởi động theo chiều ngược.
Để thấy rõ qua trình đảo chiều ta phân tích mô hình chỉnh lưu ba pha thyristor
đảo chiều điều khiển riêng
Hình 1.15: Mô hình mô phỏng quá trình đảo chiều động cơ
Kết quả mô phỏng:
Với mômen cản M = 30 (Nm)
- Tại thời điểm t = 0 (s) phát xung cho bộ 1 động cơ quay theo chiều thuận
- Tại thời điểm t = 0.5 (s) ngừng phát xung cho bộ 1, bắt đầu phát xung cho bộ 2
động cơ được đảo chiều quay theo chiều ngược.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 26 -
Hình 1.16. Đặc tính tốc độ (rad/s)
Hình 1.17. Đặc tính điện áp chỉnh lƣu Ud
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 27 -
Hình 1.18. Đặc tính điện áp chỉnh lƣu Ud giai đoạn đảo chiều
1.5. Kết luận
Theo những phân tích trên thì hệ truyền động T – Đ có những nhược điểm sau:
- Sóng hài bậc cao phụ thuộc vào sự thay đổi của góc điều khiển , khi càng
lớn thì độ méo dạng (THD) càng lớn.
- Tồn tại dòng điện gián đoạn
- Thời gian đảo chiều chậm do tồn tại thời gian chết để đảm bảo điều kiện an
toàn, đảo chiều phức tạp do chuyển mạch bằng logic điều khiển.
Từ những tồn tại của hệ T-Đ người ta nghiên cứu một phương pháp mới có
khả năng giải quyết được những nhược điểm của T-Đ. Đó là phương pháp chỉnh lưu
PWM dùng phương pháp biến điệu độ rộng xung (Three - phase Four – Quadrant
PWM Rectifier)
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 28 -
CHƢƠNG 2
PHÂN TÍCH NGUYÊN LÍ LÀM VIỆC CỦA CHỈNH LƢU
BIẾN ĐIỆU ĐỘ RỘNG XUNG
2.1. Đặt vấn đề
Phương pháp biến điệu vector không gian SVM (Space Vector Modulation) là
phương pháp điều khiển phát xung có nhiều ưu điểm như:
+ Khả năng tận dụng điện áp một chiều DC tốt hơn.
+ Dòng diện vào ít sóng hài bậc cao hơn.
+ Dễ dàng thực hiện bằng vi điều khiển.
2.2. Cấu trúc mạch lực FQR (Three- phase Four - quadrant PWM rectifier)
Hình 2.1. Cấu trúc mạch chỉnh lƣu bốn góc phần tƣ
Để tiện cho việc nghiên cứu ta giả thiết các van bán dẫn là khóa lí tưởng, nghĩa
là (1-On, 0- Off) Từ cấu trúc mạch chỉnh lưu bốn góc phần tư ta có sơ đồ thay thế
bộ biến đổi như hình 2.2. sau:
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 29 -
Đ
c3b3
a4
c2b22a
n
p
idc
ai
ci
bi
a1 b1 c1
b4 c4
a3
Hình 2.2. Sơ đồ thay thế bộ biến đổi bốn góc phần
Hình 2.3. Đặc tính của van bán dẫn lý tƣởng
Cấu trúc phổ biến này có các ưu điểm là sử dụng các mudule ba pha số lượng
van nhỏ nên có thể giảm giá thành, năng lượng có khả năng chảy hai chiều.
Cấu trúc này có triển vọng nên đang được phát triển. Trong hệ thống phân bố
năng lượng một chiều hay biến đổi xoay chiều – một chiều, năng lượng xoay chiều
đầu tiên được biến đổi sang một chiều nhờ vào chỉnh lưu 4 góc phần tư. Nó cho hệ
số công suất bằng một và dòng điện chứa ít thành phần song hài bậc cao. Các bộ
biến đổi này nối với đường truyền một chiều sẽ mang lại cho tải những chuyển đổi
mong muốn như thay đổi tốc độ truyền động động cơ cảm ứng và đồng bộ nam
châm vĩnh cửu, bộ biến đổi từ một chiều sang một chiều, hoạt động đa truyền
động...
Cấu trúc mạch chỉnh lưu bốn góc phần tư có hai phần chính:
- Bộ lọc đầu vào
- Bộ biến đổi
2.2.1. Bộ lọc đầu vào:
Với các phương pháp biến điệu áp dụng cho sơ đồ các bộ biến đổi, các van
sẽ đóng cắt với tần số cao. Khi đó nếu điện áp xoay chiều trên lưới điện có thể coi
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 30 -
gần đúng như các nguồn áp với nội trở nhỏ thì dòng phía xoay chiều có thể bao gồm
nhiều xung dòng, có độ rộng rất nhỏ. Để dòng xoay chiều có dạng trơn, hình sin
theo sóng hài cơ bản, sẽ cần có mạch lọc nối tiếp giữa lưới và bộ biến đổi.
Dòng phía đầu vào bộ biến đổi gồm những xung dòng, chứa thành phần sóng
hài cơ bản ở tần số lưới và các thành phần hài bậc cao, là bội số của tần số lấy mẫu.
Do tần số lấy mẫu rất lớn so với tần số điện áp lưới nên kích thước bộ lọc nhỏ,
không ảnh hưởng đáng kể đối với kích thước của mạch lực.
2.2.2. Bộ biến đổi
Bộ biến đổi cấu tạo từ các van bán dẫn hai chiều BDS (Bidirectional
Switches). Mỗi BDS tạo bởi một cặp IGBT. Mỗi van có thể điều khiển dòng vào
theo cả hai chiều. Nhờ các van bán dẫn hai chiều có thể áp dụng phương pháp điều
chế vector không gian một cách hiệu quả.
2.3. Điều chế vector không gian
2.3.1. Khái niệm vector không gian và vector chuẩn
Ta thấy tại một thời điểm chỉ có 6 van trong số 12 van của FQR (hình 2.1) hoạt
động theo nguyên tắc sau:
Nếu idc > 0 ngắt xung 6 van (a1, a3, b1, b3, c1, c3) đồng thời phát xung đóng mở
cho 6 van (a2, a4, b2, b4, c2, c4)
Nếu idc < 0 ngắt xung 6 van (a2, a4, b2, b4, c2, c4) đồng thời phát xung đóng mở
cho 6 van (a1, a3, b1, b3, c1, c3).
Tuy nhiên hệ thống xung tác động lên các van luôn có sự tuơng ứng như sau:
a1 a4 , b1 b4 , c1 c4
a3 a2 , b3 b2 , c3 c2
Mạch nguyên lí của chỉnh lưu bốn góc phần tư gồm 6 cặp IGBT tạo nên hai
bộ biến đổi, một bộ làm việc theo chiều thuận, còn bộ kia làm việc theo chiều
ngược lại nên ta chỉ cần xét SVM (space vector modulation) cho 6 van trong số 12
van của FQR là đủ.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 31 -
ib
ic
ia
dci
p
n
a2 2b 2c
4a 4b 4c
Đ
Hình 2.4. Sơ đồ thay thế bộ biến đổi hai góc phần tƣ
Các giá trị dòng vào và điện áp một chiều có mối quan hệ với dòng một chiều
và điện áp pha đầu vào thông qua trạng thái của các khóa bán dẫn như sau:
2 4
.
2 4
2 4
i a a
a i
dc
i b b
b i
dc
c ci
c
(2-1)
2 2 2
.
4 4 4
u
au a b c
dc
u
bu a b c
dc
u
c
(2-2)
Các van trong bộ chia làm 2 nhóm: 1 nhóm nối với thanh dẫn +udc, một
nhóm nối với thanh dẫn -udc .Do không thể để xảy ra ngắn mạch phía đầu vào
nguồn áp nên ở mỗi nhóm van ở một thời điểm bất kì, chỉ có thể một van được dẫn.
Phía đầu ra một chiều là nguồn dòng nên không được phép hở mạch. Có thể thấy
rằng ở mỗi thời điểm chỉ có hai van dẫn, một van số lẻ và một van số chẵn. Có tất
cả 6 trạng thái van tích cực, nghĩa là có điện áp ở đầu ra bằng một điện áp đầu vào.
Có 3 trạng thái van mà điện áp ra bằng không khi hai van trên cùng một pha được
mở, khi đó đầu ra bị ngắn mạch, dòng các pha xoay chiều khi đó bằng không. Tất cả
các trạng thái van được liệt kê trong bảng 2.1 (khi idc >0) và bảng 2.2 (khi idc <0).
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 32 -
Bảng 2.1. Trạng thái của các van chỉnh lƣu và các vector tƣơng ứng (idc >0)
Vector
chuẩn
Trạng thái van ia ib ic ׀1i׀ Ii udc
i1 T
010
001 idc -idc 0
dci
3
2
5
6
u
ab
i2 T
100
001 idc 0 -idc
dci
3
2
5
6
u
ca
i3 T
100
010 0 idc -idc
dci
3
2
2
u
bc
i4 T
001
010 -idc idc 0
dci
3
2
6
u
ab
i5 T
001
100 -idc 0 idc
dci
3
2
6
u
ca
i6 T
010
100 0 -idc idc
dci
3
2
2
u
bc
i0 T
001
001
T
010
010
T
100
100 0 0
Bảng 2.2. Trạng thái của các van chỉnh lƣu và các vector tƣơng ứng (idc <0)
Vector
chuẩn
Trạng thái van iA iB iC ׀1i׀ Ii udc
i1 T
010
001
-idc idc 0
dci
3
2
te
0
U
U2a U2b U2c Ed
te
E
0
vz
2
m
i Ip(vz)
i®
io
iu
ip
R
EmU
2
2
b)
Ed
Edo
2/
a)
0
u
ab
i2 T
100
001
-idc 0 idc
dci
3
2
~
~
~
U2a
U2b
U2c
Lk
Lk
Lk
i1
i2
T1
T2
T3
id
K
L
R
E
N
Ud
U
U2a
U2b
Ed
m
m
2
m
2
m
2
22 ba UU
2 m
2
0
i
id
i2i1
1i
2i
et
a)
b)
u
ca
i3 T
100
010
0 -idc idc
dci
3
2
2
u
bc
i4 T
001
010
idc -idc 0
dci
3
2
6
u
ab
i5 T
001
100
idc 0 -idc
dci
3
2
6
u
ca
i6 T
010
100
0 idc -idc
dci
3
2
2
u
bc
i0 T
001
001
T
010
010
T
100
100
0 0
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 33 -
Biểu diễn vector không gian của dòng điện có dạng như:
2 2( )
3
i i ai a i
i a b c
(2-3)
Trong đó: ia, ib, ic là các dòng điện pha đầu vào, ở đây 2 / 3a e .
2.3.2. Xây dựng phương pháp điều chế vector không gian
Trong biểu diễn vector không gian, việc biến điệu vector không gian trong sơ
đồ là tổng hợp vector chuẩn dùng bảng chuyển mạch vector. Nó có thể được chia
thành các bước sau đây:
- Bước 1: Xác định vector biên chuẩn
- Bước 2: Xác định vector dòng điện đặt iref thuộc sector nào
- Bước 3: Xác định tỉ số điều biến d1, d2
- Bước 4: Xác định mẫu xung cho từng sector
2.3.2.1. Xác định vector biên chuẩn
Vector biên chuẩn được xác định từ các trạng thái van được phép. Ứng với
mỗi trạng thái có thể đưa của van ta tính được giá trị dòng điện qua các pha theo
dòng idc, sau đó áp dụng (2.3) tính ra vector dòng điện trong trạng thái van dẫn này.
Có thể thấy rằng vector dòng điện i1 có độ dài
dciii
3
2
11
hướng theo các góc
cố định trên mặt phẳng tọa độ, những vector này được xác định từ các trạng thái van
được phép, ứng với mỗi trạng thái van được phép, tính ra được vector dòng điện,
vector này có độ dài và vị trí xác định gọi là các vector biên chuẩn, kí hiệu là I1,
I2,…I6. Sáu trạng thái van tích cực tạo nên sáu vector tích cực. Trên mặt phẳng tọa
độ các vector này tạo nên một hình lục giác đều, chia mặt phẳng thành sáu góc bằng
nhau, gọi là các sector, đánh số từ I đến VI. Ba trạng thái ngắn mạch đầu ra tạo nên
ba vector không, khi đó dòng không chảy qua các pha phía xoay chiều (độ dài
vector dòng điện bằng không) kí hiệu i0
Vector chuẩn chia mặt phẳng tọa độ thành 6 sector như hình 2.5. khi idc >0
và trong hình 2.6. khi idc < 0.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 34 -
Hình 2.5. Vector không gian dòng xoay chiều đầu vào khi idc > 0
Hình 2.6. Vector không gian dòng xoay chiều đầu khi idc < 0
2.3.2.2. Xác định vector iref thuộc sector nào
Ta biểu diễn dòng
ef
i
r
trong mặt phẳng tọa độ tĩnh αβ bằng 2 thành phần
,i i
Trước hết ta chuyển vị từ hệ tọa độ 3 pha abc sang hệ tọa độ tĩnh αβ:
Cho biến ba pha cân bằng bất kỳ
, ,X X X
a b c
ta có quan hệ:
0X X X
a b c
Trong đó: X là điện áp hoặc dòng điện
X trong mặt phẳng αβ có thể được phân tích thành:
X X jX
Công thức chuyển hệ tọa độ từ abc αβ như sau:
T T
X X T X X X
a b c
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 35 -
2
3
2
3
0
2
1
2
1
1
3
2
T
iref đặt được xác định trên mặt phẳng tọa độ tĩnh αβ bằng hai thành phần i và
i. Bằng thuật toán sau ta có thể xác định được iref(i, i) thuộc sector nào trong mặt
phẳng tọa độ.
Hình 2.7. Lƣợc đồ lựa chọn sectơ
Begin
iα , iβ
> 0
iβ > 0 iβ > 0
Đúng
Đúng
Đúng
3
|| i
|iβ|
i Є SI i Є SII
Đúng
Sai
3
|| i
|iβ|
i Є SI i Є SII
Đúng
Sai
3
|| i
|iβ|
i Є SIV i Є SV
Đúng
Sai
3
|| i
|iβ|
i Є SIV i Є SV
Sai
Đúng
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 36 -
2.3.2.3. Xác định tỉ số điều biến d1, d2
Mỗi vector quay ở vị trí bất kỳ trên mặt phẳng tọa độ đang làm trong góc
phần sáu nào đó có thể tổng hợp từ hai vector chuẩn gần nhất. Dòng điện đặt iref là
tổng vector của hai vector biên d1in , d2in+1, có hướng trùng với hướng của hai vector
chuẩn liền kề nó.
iref = d1in + d2in+1
Trong đó: d1, d2 là tỉ số điều biến của các vector chuyển mạch khác không của
vector in, in+1.
Khi iref thuộc sector (n+1). Nếu n = 6 thì iref thuộc sector 1
Ta cần xác định tỷ số điều biến d1, d2?
Tổng quát đặt: in = x; in+1 = y
iref = d1x + d2y
Với xy là hai vector biên chuẩn của 1 sector
2
d
1
d
.
β
y
β
x
αyαx
β
y
αy
2
d
β
x
αx
1
d),(
ref
i
(2-5)
),(
ref
.i
1
yβ
β
x
αyαx
2
d
1
d
(2-6)
ref
.i
2x2
A
dc
i
1
2
d
1
d
(2-7)
1
2x2
B
1
βα,
y,
βα,
x
dc
i
1
2x2
A
(2-8)
- Xác định độ dài vector chuẩn:
Giả sử đó là vector i1(1,0,-1). Từ đó ta có:
dc
ici
0
b
i
dc
iai
(2-9)
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 37 -
Chuyển qua hệ tọa độ tĩnh ta được:
dci)2
dci
dc(i3
2
)
2
cibi
a(i3
2
1αi
dc
i
3
3
)ci(
2
3
3
2
)cib
(i
2
3
3
2
1β
i
Từ đó ta tính được độ dài vector chuẩn i1
dc
i
3
2
3
1
1
dc
i2
1β
i2
1α
i
1
i
(2-10)
Tương tự ta tính được:
dc
i
3
2
6
i.......
2
i
1
i
(2-11)
Biểu diễn i1 trong hệ tọa độ tĩnh
dc
.i
3
1
1
1β
i
1α
i
1
i
Tương tự ta tính được i6:
dc
.i
3
1
1
1β
i
1α
i
i6
- Tính tỉ số điều biến d1, d2:
2
3
2
1
2
3
2
1
2x2
A
3
1
3
1
11
2x2
B
Hoàn toàn tính toán cho các sector tiếp theo. Kết quả tính toán được tổng hợp
theo bảng 2.3 dưới đây:
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 38 -
Bảng 2.3. Hệ số điều biến d1, d2
Sector
AB
B
A = B
-1
S1
1 1
1 1
3 3
1 3
2 2
1 3
2 2
S2
1 0
1 2
3 3
1 0
1 3
2 2
S3
0 1
2 1
3 3
1 3
2 2
1 0
S4
1 1
1 1
3 3
1 3
2 2
1 3
2 2
S5
1 0
1 2
3 3
1 0
1 3
2 2
S6
0 1
2 1
3 3
1 3
2 2
1 0
Phần còn lại của thời gian chuyển mạch được điều khiển bởi các vector chuyển
mạch không. Tỉ lệ điều biến d0 của vector chuyển mạch không được xác định như
sau:
1
0 1 2
d d d
2.3.2.4. Xác định mẫu xung cho từng sector
Sau khi tìm được hệ số ta phải tìm cách chuyển thành thời gian đóng cắt cho
mỗi van bán dẫn (xét trong trường hợp biến điệu đối xứng).
Việc biến điệu vector iref diễn ra trong một chu kì trích mẫu
T
s
của vi điều
khiển. Trong khoảng thời gian này, các vector chuẩn sẽ tồn tại với lượng thời gian
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 39 -
nhất định phụ thuộc vào những tỉ số biến điệu được tính ở trên. Khoảng thời gian
còn lại trong chu kì trích mẫu
T
s
sẽ được vi điều khiển thực hiện với vector không.
Các vector chuẩn và vector không được thực hiện thay phiên nhau trong giai đoạn
này nhưng theo một nguyên tắc là khi diễn ra sự thay đổi thì chỉ có một nhánh van
được chuyển trạng thái. Khi đó vấn đề về chuyển trạng thái vector, xung tác động
đến các van sẽ được làm rõ qua hình 3.4.
Ta tách vector điều chế thành hai vector biên có hướng trùng với hướng của
hai vector chuẩn ở biên của góc phần sáu tương ứng:
Với Ts là chu kì PWM. Xét ví dụ cho sector 1
Sector I:
0 0 1
6 0 1 0
1 0 0
1 0 1 0
T
i
T
i
0 1 2
2 4 2 2
d T d T d T
s s sT
a
0
4 4
d T
sT
a
0
2
T
b
4 41 42
T T T
b b b
Với:
1 2 0
41 2 2 4
d T d T d T
s s sT
b
42 4
T T
b c
0
2 4
d T
sT
c
2 0
4 2 4
d T d T
s sT
c
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 40 -
Sector I:
0 0 1
6 0 1 0
1 0 0
1 0 1 0
T
i
T
i
Hình 2.8. Vector dòng điện và thời gian đóng cắt
mỗi van trong sector 1
I 6 d 2
I 1 d 1
I 6
I s
I 1
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 41 -
Sector II:
1 0 0
1 0 1 0
1 0 0
2 0 0 1
T
i
T
i
Hình 2.9. Vector dòng điện và thời gian đóng
cắt mỗi van trong sector 2
I 1 d 2
I 2 d 1
I s
I 2
I 1
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 42 -
Sector III:
1 0 0
2 0 0 1
0 1 0
3 0 0 1
T
i
T
i
Hình 2.10. Vector dòng điện và thời gian đóng
cắt mỗi van trong sector 3
I 3 d 1
I 3
I s
I 2
I 2 d 2
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 43 -
Sector IV
0 1 0
3 0 0 1
0 1 0
4 1 0 0
T
i
T
i
Hình 2.11. Vector dòng điện và thời gian đóng
cắt mỗi van trong sector 4
I 4 d 1
I 4
I s
I 3 d 2
I 3
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 44 -
Sector V:
0 1 0
4 1 0 0
0 0 1
5 1 0 0
T
i
T
i
Hình 2.12. Vector dòng điện và thời gian đóng
cắt mỗi van trong sector 5
I 5
I 5 d 1
I s
I 4
I 4 d 2
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 45 -
ctor VI
0 0 1
5 1 0 0
0 0 1
6 0 1 0
T
i
T
i
Hình 2.13. Vector dòng điện và thời gian đóng
cắt mỗi van trong sector 6
I 5
I s
I 6
I 6 d 1
I 5 d 2
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 46 -
Nhận xét:
- Không có nghịch đảo hai van trong cùng một nhánh
- Có những nhánh van như b2 trong sector 2 sẽ khó điều chế, do đó cần phải
phối hợp của hai SVM.
2.4. Kết luận
Biến điệu vector không gian SVM cho các bộ biến đổi chỉnh lưu đã giải quyết
được các tồn tại của các bộ chỉnh lưu như: dòng đầu vào chứa nhiều sóng hài, tác
động chậm... Biến điệu vector không gian SVM có khả năng đáp ứng cực tốt yêu
cầu về chất lượng dòng điện và điện áp đầu ra.
Phương pháp biến điệu vector không gian SVM đúng cho cả trường hợp bộ
biến đổi làm việc trong cả bốn góc phần tư
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 47 -
CHƢƠNG 3
ỨNG DỤNG CHỈNH LƢU PWM CHO TRUYỀN ĐỘNG
ĐẢO CHIỀU ĐỘNG CƠ MỘT CHIỀU
3.1. Đặt vấn đề
Qua quá trình phân tích hệ truyền động T – Đ đã thấy có nhiều nhược điểm,
có phần điều khiển phức tạp, các van bán dẫn có tính phi tuyến, dạng dòng điện đầu
vào có nhiều sóng hài bậc cao, quá trình đảo chiều chậm, hệ số cos thấp.
Do đó người ta đề ra những phương hướng mới nhằm khắc phục những nhược
điểm của hệ truyền động T-Đ. Đó là sử dụng phương pháp biến điệu vector không
gian SVM để điều khiển phát xung cho các van. Phương pháp biến điệu vector
không gian SVM đã khắc phục được những tồn tại của hệ chỉnh lưu T-Đ như:
- Dòng đầu vào có dạng hình sin
- Tăng hệ số công suất, có thể điều khiển hệ số công suất cosφ = 1.
- Bộ điều chỉnh tác động nhanh
- Quá trình đảo chiều nhanh
3.2. Xây dựng cấu trúc điều khiển bốn góc phần tƣ FQR (Four – Quadrant
PWM Rectifier) cho động cơ một chiều DC
Cấu trúc điều khiển FQR cho động cơ điện một chiều gồm 2 mạch vòng điều
chỉnh. Mạch vòng ngoài là mạch vòng điều chỉnh tốc độ còn mạch vòng trong là
mạch vòng điều chỉnh dòng điện.
Hình 3.1. Cấu trúc điều khiển FQR
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 48 -
3.3. Thiết kế bộ điều chỉnh
3.3.1. Động cơ một chiều
Động cơ điện một chiều kích từ độc lập có cấu tạo hai phần riêng biệt: phần
cảm bố trí ở phần tĩnh có các cuộn dây kích từ sinh ra từ thông
, phần ứng là phần
quay nối với điên áp lưới qua vành góp và chổi than. Tác động giữa từ thông và
dòng điện phần ứng
I
u
tạo momen quay động cơ. Khi động cơ quay các thanh dẫn
phần ứng cắt từ thông tạo nên sức từ động
E
u
. Sơ đồ nguyên lí của động cơ điện
một chiều kích từ độc lập:
+ -
+ -
Eu
Uu
Ukt
Ikt
Iu
Rf
Rkt
Hình 3.2. Sơ đồ nguyên lý động cơ điện một chiều kích từ độc lập.
Đối tượng điều khiển là động cơ điện một chiều, cần phải điều chỉnh dòng
điện (qua đó điều khiển momen quay của động cơ) và điều chỉnh tốc độ quay. Đối
tượng mô tả bởi bởi hệ các phương trình sau đây:
Phương trình cân bằng điện áp phần ứng:
di
Au e R i L
A A A A A dt
(3-1)
Sức điện động cảm ứng:
e k
A e
(3-2)
Trong đó:
k
e
là hệ số sức điện động của động cơ
Tốc độ quay:
1
( )
d
m m
M Tdt J
(3-3)
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 49 -
Momen quay:
m k i
M M A
(3-4)
Trong đó:
k
M
là hệ số momen
Hằng số thời gian phân ứng:
L
AT
A R
A
(3-5)
Từ đó ta có mô hình động cơ một chiều kích từ độc lập:
uA RA
1+sTA
1
1
Js
Laf
1
1+sTkt
Rkt
-
-
Mm
MT
Hình 3.3. Mô hình động cơ một chiều kích từ độc lập
3.3.2. Tổng hợp mạch vòng dòng điện
Sơ đồ cấu trúc mạch vòng điều chỉnh dòng điện:
Hình 3.4. Sơ đồ cấu trúc mạch vòng dòng điện.
Trong mô hình của ta, hằng số thời gian cơ học lớn hơn rất nhiều hằng số
thời gian điện từ của mạch phần ứng nên ta có thể coi sức điện động của động cơ
RI
tsT1
1
.S
A
T1
A
R
1
iA
*
-
uA
* iA
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 50 -
không ảnh hưởng đến quá trình điều chỉnh của mạch vòng dòng điên (tức là ta có
thể coi E=0).
Hàm truyền của mạch vòng dòng điện (hàm truyền của đối tượng điều chỉnh) là:
1/
( )
1 (1 )(1 )
R
AG s
sT sT
t A
(3-6)
Trong đó: Hằng số thời gian PWM là:
200( )T s
t
Hằng số thời gian chuyển mạch phần ứng và hệ số khuêch đại:
1
L
AT T
A R
A
1
V
R
A
(3-7)
Áp dụng tiêu chuẩn tối ưu module ta tìm được hàm truyền cho bộ điều chỉnh
dòng có dạng khâu PI:
RI AT T
1
2 2 2
RI
T R T L
A A AV
T V T T
t t
(3-8)
Từ đó ta thu được hàm truyền đạt của khâu DC dòng kiểu PI như sau:
1 1
( ) (1 ) (1 )
2
RI RI
L
AG s V
sT T sT
RI t A
(3-9)
3.3.3. Tổng hợp mạch vòng tốc độ
Hệ thống điều chỉnh tốc độ là hệ thống mà đại lượng được điều chỉnh là tốc
độ góc của động cơ điện, các hệ này rất thường gặp trong kỹ thuật. Hệ thống điều
chỉnh tốc độ được hình thành từ hệ thống điều chỉnh dòng điện. Các hệ thống này
có thể là đảo chiều hoặc không đảo chiều. Do yêu cầu công nghệ mà hệ cần đạt vô
sai cấp 1 hoặc cấp 2. Nhiễu chính của hệ là mô men tải
cM
.
Ở trên ta đã tổng hợp được mạch vòng dòng điện, trong phần này ta sẽ sử
dụng kết quả của nó để tổng hợp mạch vòng điều chỉnh tốc độ.
1
( )
1 2 21 2 2
G s
scl
T s T s
t t
(3-10)
Để thuận tiện cho việc tính toán tiếp theo, ta có thể biểu diễn biểu thức trên
dưới dạng:
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 51 -
1
( )
1 1 2
G s
scl T s
t
(3-11)
Ta có sơ đồ cấu trúc mạch vòng tốc độ
Hình 3.5. Sơ đồ cấu trúc mạch vòng tốc độ.
Với hàm truyền đạt phần cơ, đối tượng điều khiển tổng quát lúc này sẽ có mô
hình truyền đạt như sau:
1 1 1
( ) .
(1 2 ) 1
NG s
Js T s T s T s
t M
(3-12)
Hằng số thời gian cơ
T
M
được xác định bởi:
af
af
M
J J J
T
uL i ktkt L
R
kt
(3-13)
Hằng số thời giant hay thế của vòng trong
T
được xác định bởi:
2T T
t
Cũng như mạch vòng dòng điện, ta áp dụng phương pháp thiết kế theo tiêu
chuẩn tối ưu đối xứng và thu được các tham số của khâu điều chỉnh ta thu được hàm
truyền cho bộ điều chỉnh tốc độ có dạng khâu tích phân tỷ lệ PI:
4 8RNT T Tt
2
RN
T
MV
T
R
s.tT.21
1
Js
1
-
iA
* -
MT
kM
iA
* Mm
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 52 -
3.3.3. Số hóa bộ điều chỉnh
Khâu điều chỉnh PI số:
Điều chỉnh tỷ lệ (P): Điều chỉnh tỷ lệ là phương pháp điều chỉnh tạo ra tín
hiệu điều chỉnh tỷ lệ với sai lệch đầu vào.
Điều chỉnh tích phân (I): Phương pháp điều chỉnh tỷ lệ để lại một độ lệch
(offset) sau điều chỉnh rất lớn. Để khắc phục ta sử dụng kết hợp điều chỉnh tỷ lệ với
điều chỉnh tích phân. Điều chỉnh tích phân là phương pháp điều chỉnh tạo ra tín hiệu
điều chỉnh sao cho độ lệch giảm tới 0.
Để thuận lợi cho việc triển khai thuật toán này xuống vi điều khiển các bộ
điều chỉnh PI được viết dưới dạng gián đoạn trên miền z như sau:
11
( )
11
dz
PI z V
z
(3-14)
Ta sẽ thu được bộ tham số như sau:
V V
Ri
1
T
d
T
i
Trong đó: T là chu kì trích mẫu của bộ điều khiển.
+
-
+
-
1
z
+
+
+
-z
1
z
1
1
1
x
y
x(k) x(k-1)
D
-K-
V
isds(k)
isds(k-1)
isdsr(k)
Hình 3.6. Khâu điều chỉnh PI số
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 53 -
3.4. Điều khiển công suất phản kháng và công suất tác dụng
Công suất tác dụng và công suất phản kháng từ nguồn xác định bởi theo [TL4]:
*Re .P V I V I V I (3-15)
*Im .Q V I V I V I
Trong hệ tọa độ quay d-q
Khi sd
*
sd
V V jV
i sq
I I jI
i sq
3
Re ( )( )
sd sd2
3
Im ( )( )
sd2
P V jV I jI
sq sq
Q V jV I jI
sq sd sq
(3-16)
Sử dụng phương pháp tựa điện áp lưới. Giả thiết tựa đúng
Ta có:
0V
sq
3
sd sd2
3
sd sq2
P V I
Q V I
(3-17)
Để đảm bảo hệ số công suất bằng 1 ta có:
0I
sq
3
sd sd2
0
P V I V I
dc dc
Q
Từ đó nhận được các giá trị:
2
. ef . ef . ef3
sd
I V I kV I
sd r dc r dc dc r dcV
(3-18)
Trong đó:
2
3
k
V
sd
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 54 -
d
q
Isd
s
Is
Isq
Hình 3.7. Mối liên hệ giữa các thành phần trong tọa độ quay
Trong hệ tọa độ quay d-q dòng điện
I
s
được chia làm hai thành phần là
I
sd
(thành
phần dọc trục) và
I
sq
(thành phần ngang trục) trong đó
I
sd
xác định hướng dòng
công suất tác dụng và
I
sq
xác định công suất phản kháng. Nhờ đó mà công suất tác
dụng cũng như công suất phản kháng có thể điều khiển một cách độc lập. Hệ số
công suất bằng một khi vector dòng điện
I
s
trùng pha với vector điện áp
V
s
.
Kết luận
Việc ứng dụng chỉnh lưu PWM cho truyền động đảo chiều động cơ một chiều
có khả năng làm việc ở 4 góc phần tư, dòng điện đầu vào có dạng sin và hệ số công
suất có thể điều khiển được.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 55 -
CHƢƠNG 4
MÔ PHỎNG VÀ XÂY DỰNG MÔ HÌNH THỰC NGHIỆM
4.1. Mô phỏng bộ chỉnh lƣu ba pha bốn góc phần tƣ
Matlab là phần mềm phục vụ thiết kế mô phỏng quen thuộc đối với kĩ sư
điều khiển- tự động hóa. Phần mềm cung cấp môi trường cần thiết cho mô phỏng hệ
thống bao gồm tập hợp các công cụ tính toán. Đây cũng là phần mềm có thể lập
trình được, đặc điểm này làm cho môi trường matlab ngày càng trở nên phong phú.
Simulink là phần mềm hoạt động trong môi trường matlab, chuyên dùng cho
việc mô hình hóa, mô phỏng và phân tích hệ thống. Có thể sử dụng công cụ này cho
việc mô phỏng tuyến tính, phi tuyến…trong miền liên tục hay gián đoạn.
Plecs là một toolbox làm việc tương thích với môi trường simulink trong
matlab. Toolbox này cho cung cấp cho người sử dụng thư viện về điện tử công suất
và hệ truyền động rất phong phú, dễ dàng mô hình vật lí đối tượng sau đó áp dụng
thuật toán đã được xây dựng để điều khiển mô hình này. Điều này cho phép mô
hình hóa gần với thực tế. Chỉnh lưu bốn góc phần tư được mô phỏng bằng phần
mềm Matlab/Simulink/Plecs.
4.1.1. Mô hình mô phỏng chỉnh lưu PWM
Các thông số động cơ:
- Điện áp đầu vào U = 380[V]
- Điện áp kích từ Ukt = 300[V]
- Tần số đầu ra f = 50[Hz]
- Công suất đầu ra P = 5[kW]
- Điện cảm mạch phần ứng Lư = 0,01216[H]
- Điện trở mạch phần ứng Rư = 1,086[Ω]
- Điện cảm mạch kích từ Lkt = 71,47[H]
- Điện trở mạch kích từ Rkt = 180[Ω]
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 56 -
Hình 4.1. Mô hình mô phỏng
Sau đây ta khảo sát chi tiết từng khối con trong mô hình trên:
Cấu trúc mạch lực mô phỏng bằng Matlab/Simulink/Plecs của bộ biến đổi.
Các van bán dẫn sử dụng là van điều khiển hoàn toàn IGBT. Bao gồm 12 van IGBT
với cực điều khiển riêng rẽ.
Hình 4.2. Mô hình mạch lực.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 57 -
Với đầu vào là 3 thành phần gồm: dòng điện trên hệ tọa độ αβγ và dòng điện
một chiều idc. Tín hiệu ra khâu SVM được đưa vào khối “phát xung” với tần số băm
xung là 2,5kHz để đưa ra điều khiển các van cụ thể.
Hình 4.3. Khối phát xung PWM
Ta xây dựng khối chuyển vị tọa độ từ hệ tọa độ abc sang hệ tọa độ dqo. Thực
chất khối này tương tự chuyển hệ
abc dq
trong hệ thống 3 pha 3 nhánh van truyền
thống chỉ thêm 1 trục 0.
Hình 4.4. Khối chuyển vị tọa độ abc dq
Ta xây dựng khối chuyển vị tọa độ từ hệ tọa độ dqo sang hệ tọa độ αβγ. Thực chất
của khối này là chuyển hệ
dq
trong hệ thống 3 pha 3 nhánh van truyền thống.
Hình 4.5. Khối chuyển vị tọa độ dq αβ
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 58 -
Khối đồng pha (PLL)
Hình 4.6. Khối tính chọn góc theta
4.1.2. Kết Quả mô phỏng
- Trường hợp 1: Với Tốc độ đặt ban đầu:
100( / )rad s
và mô men cản
5( )M Nm
+ Tại t = 1(s) đảo chiều tốc độ động cơ sao cho động cơ quay ngược với
cùng tốc độ 100(rad/s).
+ Tại t = 1.2(s) ta đảo chiều động cơ để động cơ chạy với tốc độ 50(rad/s)
+ Tại t = 1.6(s) ta đảo chiều để động cơ chạy ngược với tốc độ 50(rad/s)
Hình 4.7. Đặc tính tốc độ động cơ
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 59 -
Hình 4.8. Đặc tính dòng điện đầu vào
Hình 4.9. Phân tích phổ dòng điện đầu vào sau lọc LC
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 60 -
Hình 4.10. Đặc tính điện áp đầu vào
Hình 4.11. Góc chuyển vị cho hệ tọa độ quay
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 61 -
Hình 4.12. Đặc tính điện áp một chiều.
Hình 4.13. Đặc tính điện áp một chiều lúc đảo chiều
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 62 -
Hình 4.14. Đặc tính dòng điện một chiều
Hình 4.15. Đặc tính mô men động cơ
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 63 -
- Trường hợp 2: Với tốc độ đặt ban đầu:
1( / )rad s
và mô men cản
5( )M Nm
+ Tại t = 1(s) đảo chiều tốc độ động cơ sao cho động cơ quay ngược với cùng tốc
độ 1(rad/s).
+ Tại t = 1.2(s) ta đảo chiều động cơ để động cơ chạy với tốc độ 0.5(rad/s)
+ Tại t = 1.6(s) ta đảo chiều để động cơ chạy ngược với tốc độ 0.5(rad/s)
Hình 4.16. Đặc tính tốc độ động cơ giai đoạn có đảo chiều
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 64 -
Hình 4.17. Đặc tính dòng điện đầu vào
Hình 4.18. Phân tích phổ dòng điện đầu vào sau lọc LC
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 65 -
Hình 4.19. Đặc tính điện áp đầu vào
Hình 4.20. Góc chuyển vị cho hệ tọa độ quay
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 66 -
Hình 4.21. Đặc tính điện áp một chiều.
Hình 4.22. Đặc tính điện áp một chiều lúc ổn định
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 67 -
Hình 4.23. Đặc tính dòng điện một chiều
Hình 4.24. Đặc tính mô men động cơ
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 68 -
So sánh với các kết quả mô phỏng thu được ở chương 1 ta thấy rằng:
- Dòng điện lưới hình sin, sóng hài bậc cao không đáng kể, nhỏ hơn nhiều lần so với
bộ chỉnh lưu ba pha dùng tiristor
- Quá trình đảo chiều và thay đổi tốc độ động cơ nhanh, thời gian quá độ ngắn.
4.2. Xây dựng mô hình thực nghiệm
4.2.1. Cấu trúc thực nghiệm
a
b
c
380V/50Hz
MBA LC BBÐ DC
idc(dk)
ia(qs)Uabc(dk)
Hình 4.25. Cấu trúc thực nghiệm tổng quát
Để kiểm nghiệm thuật toán điều khiển ta thực nghiệm với mô hình kết nối
với card ds1104 như sau:
Hình 4.26. Mô hình thực nghiệm
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 69 -
Sơ đồ mạch điện nguồn cấp cho sơ cấp máy biến áp xung
Hình 4.27. Nguồn cấp cho sơ cấp MBA xung
Hình 4.28. Nguyên lí của mạch nguồn cho một driver
Hình 4.29. Nguyên lý driver phát xung cho van MOSFET
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 70 -
Phần điều khiển bao gồm:
- Card ds1104 trong máy tính PC
- Card giao diện và hệ thống đo
- Phần mềm controller desk
4.2.1.1. Giới thiệu về card điều khiển 1104 của hãng dSPACE
Card ds1104 là một thiết bị điều khiển hiện đại được sử dụng trong nhiều
lĩnh vực: điều khiển động cơ, điều khiển robot, các thực nghiệm về máy bay, ô
tô…Card dc1104 cho phép rút ngắn quá trình thực nghiệm nhờ sự kết nối trực tiếp
với phần mền mô phỏng Matlab – Simulink, ds1104 hỗ trợ hầu hết tất cả các khối
và hàm định nghĩa bởi Matlab – Simulink trong các lĩnh vực kể trên.
Card ds1104 cung cấp một thư viện real time trong Simulink, theo đó các
cổng I/O của ds1104 được biểu diễn bằng các khối tương tự như các khối hỗ trợ
Simulink. Để hiệu chỉnh tín hiệu xuất nhập ta chỉ cần hiệu chỉnh các thông số của
các khối tương ứng. Do đó việc truy xuất tín hiệu trở nên đơn giản hơn rất nhiều so
với các phương pháp truyền thống.
Hình 4.30. Cấu trúc DS1104
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 71 -
Hình 4.31. Giao diện của card ds1104 với ngoại vi.
4.2.1.2. Phần mền Control Desk
Phần mền Control Desk đi kèm với DS1104 là chiếc cầu nối giữa mô hình và
phần cứng bên ngoài. Control Desk cung cấp các công cụ đi, thu thập dữ liệu và
hiện tín hiệu từ mô hình Simulink cũng như các cổng I/O của ds1104. Theo đó tín
hiệu ở các cổng I/O dễ dàng được quan sát trong quá trình làm thực nghiệm.
4.2.1.3.Card giao diện và hệ thống đo lƣờng
Hệ thống đo lường:
- Đo điện áp bằng máy biến áp tỷ số 220V/6V
- Đo dòng điện bằng cảm biến dòng hiệu ứng Hall – LEM 100P
- Đo điện áp Udc bằng phân áp.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 72 -
Hình 4.32. Giao diện điển hình dùng DS1104.
Để có thể kết nối DS1104 với máy tính PC ta cần thực hiện một số thủ tục sau:
- Khởi động Matlab và Simulink
- Chuẩn bị các khối được sử dụng trong Simulink để xây dựng sơ đồ.
- Khởi động chương trình ControlDesk.
- Kết nối.
- Build mô hình Simulink, trong quá trình build Matlab sẽ chuyển đổi
mô hình Simulink sang dạng sdf (file mô tả hệ thống) và lưu trữ nó
trong bộ vi xử lý của DS1104.
- Sau khi Build xong, file sdf sẽ tự động được chuyển tới môi trường
Control Desk, file này gồm thông tin về các biến được sử dụng trong
mô hình Simulink.
Thiết kế phần điều khiển: trên cơ sở mô phỏng offline bằng
matlab/simulink/plecs ta sử dụng chính phần điều khiển đã được xây dựng, bỏ đi
phần mạch lực và kết hợp với các khối giao diện của card ds1104 để điều khiển bộ
chỉnh lưu PWM.
Phần mềm matlab/simulink liên kết với phần mềm control desk để truyền các giá trị
biến, tham số để điều khiển, còn phần mềm control desk nhận các biến, tham số để
điều khiển trực tiếp cho card ds1104. Phần mềm matlab/simulink để thiết kế cấu
trúc điều khiển. Trên phần mềm control desk người ta có thể thay đổi offline các
tham số và hiển thị dữ liệu dưới dạng bảng và đồ thị.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 73 -
Hình 4.33. Mối liên hệ giữa các phần mềm điều khiển
4.2.2. Quá trình thực nghiệm tại phòng thí nghiệm
Hình 4.34. Mô hình thực nghiệm chỉnh lƣu
PWM RECTIFIER
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 74 -
Hình 4.35. Ba pha mạch chỉnh lƣu
Hình 4.36. Một pha của mạch chỉnh lƣu
4.2.3. Kết quả thực nghiệm
Kết quả thực nghiệm với mạch vòng hở:
- Điện áp đầu vào Uv = 25 30V
- Tần số trích mẫu là 2.5kHz
- Tốc độ đặt là = 100 (rad/s) tại thời điểm t = 1.5 (s)
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 75 -
Hình 4.37. Giao diện theo dõi các tín hiệu và tham số
Hình 4.38. Đặc tính tốc độ
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 76 -
Hình 4.39. Góc chuyển vị cho hệ tọa độ quay
Hình 4.40. Điện áp đầu vào
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 77 -
Hình 4.41. Dạng xung cho 6 van
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 78 -
Hình 4.42. Tín hiệu vào và tín hiệu mở van
4.3. Kết luận:
Các kết quả mô phỏng bằng Matlab/Simulink/Plecs và kết quả thực nghiệm
thực tế cho thấy rằng cấu trúc điều khiển có khả năng làm việc ở bốn góc phần tư
đã đạt được các yêu cầu kỹ thuật sau:
- Cos
= 1 dòng áp lưới trùng pha nhau
- Dòng điện lưới hình sin, sóng điều hòa bậc cao không đáng kể.
- Thay đổi tốc độ êm và đơn giản.
- Động cơ đạt tới tốc độ đặt với thời gian quá độ nhỏ.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên
- 79 -
TÀI LIỆU THAM KHẢO
Tiếng Việt
1
Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn, Nguyễn Thị Hiền – Truyền động điện –
Nhà xuất bản khoa học kỹ thuật – 2004
2
Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn – Cơ sở truyền động điện – Nhà xuất
bản khoa học kỹ thuật - 2007
3
Nguyễn Phùng Quang - MATLAB và Simulink dành cho kỹ sư điều khiển
tự động- Nhà Xuất bản Khoa học kỹ thuật – 2006
Tiếng Anh
4
Matti jussila, Mika salo, Lauri Kahkonen, and Heikki Tuusa, “A vector
modulated Three-Phase Four-Quadrant Rectifier – Application to a Dc Motor
Drive
5
M. Salo, and H.Tuusa, “A vector controlled current-source PWM rectifier
with a novel current damping-method,” IEEE Trans. Pow. Electron, vol. 15,
pp. 464-470, May 2000.
6
Dspace – dspace 1104 R&D controller Board
7
Plexim GmbH – Plecs User Mannual
Các file đính kèm theo tài liệu này:
- 30LV09_CN_TudonghoaTran Thi Hoan.pdf