Luận văn Nghiên cứu hệ truyền động biến tần - Động cơ không đồng bộ cho thang máy

0 0 = Lm1cos(-120 0 ) = m1 1 L 2  ; Do đó: LAB = LBC = LCA = LBA= LCB = LAC= m1 1 L 2  (2.5) Lab = Lbc = Lca = Lba= Lcb = Lac= m1 1 L 2  (2.6) Riêng về loại thứ hai hỗ cảm giữa các cuộn dây trên stator và trên rotor, do sự khác nhau giữa vị trí các pha (xem hình 8.41), nên lần lượt là: LAa = LaA = LbB = LBb= LCc = LcC= Lm1cos (2.7) LAb = LbA = LBc = LCb= LCa = LAc= Lm1cos( + 120 0 ) (2.8) LAc = LcA = LBa = LaB= LbC = LCb= Lm1cos( - 120 0 ) (2.9) Khi đường trục các cuộn dây hai pha của rotor và stator trùng nhau, trị số hỗ cảm giữa chúng là lớn nhất, và đó là Lm1. Đem các biểu thức (2.3), (2.4), (2.5), (2.6), (2.7), (2.8), (2.9) thay vào biểu thức (2.2) sẽ được phương trình từ thông hoàn chỉnh, rõ ràng là phương trình ma trận này rất đồ sộ. Để đơn giản ngắn gọn, có thể viết nó dưới dạng ma trận khối: ss srs s rs rrr r L L i L L i                 (2.10) trong đó: s = [A B C] T , r = [a b c] T , is = [iA iB iB] T , ir = [ia ib ic] T , Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 34 m1 t1 m1 m1 ss m1 m1 t1 m1 m1 m1 m1 t1 1 1 L L L L 2 2 1 1 L L L L L 2 2 1 1 L L L L 2 2                         (2.11) m1 t2 m1 m1 rr m1 m1 t2 m1 m1 m1 m1 t2 1 1 L L L L 2 2 1 1 L L L L L 2 2 1 1 L L L L 2 2                         (2.12) 0 0 T 0 0 rs sr m1 0 0 cos cos( 120 ) cos( 120 ) L L L cos( 120 ) cos cos( 120 ) cos( 120 ) cos( 120 ) cos                  (2.13) Điều cần chú ý là, hai ma trận khối Lrs và Lsr có thể đổi chỗ cho nhau, và liên quan tới vị trí  của rotor, phần tử của chúng là biến số, đó là một trong những nguyên nhân làm cho hệ thống phi tuyến. Để làm cho tham số trở thành hằng số cần phải dùng phép biến đổi tọa độ, vấn đề này sẽ được nghiên cứu chi tiết ở phần sau. Nếu thay phương trình từ thông (tức là phương trình 2.2a) vào phương trình điện áp (2.1a), sẽ nhận được phương trình sau khai triển: di dL u Ri p(Li) Ri L i dt dt di dL Ri L i dt d           (2.14) Trong đó số hạng di L dt là sức điện động đập mạch trong sức điện động cảm ứng điện từ (hoặc sức điện động biến áp), số hạng dL i d   là sức điện động quay trong sức điện động cảm ứng điện từ, nó tỷ lệ thuận với tốc độ góc . Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 35 2.1.2.3. Phương trình chuyển động Trong trường hợp tổng quát, phương trình chuyển động của hệ thống truyền động điện có dạng: đt c p p p J d D K M M n dt n n       (2.15) Trong đó: Mc là mô men phụ tải (mô men cản); J là mô men quán tính của hệ truyền động; D là hệ số cản mô men cản tỷ lệ với tốc độ quay; K là hệ số đàn hồi mô men quay; np là số đôi cực. Đối với phụ tải mô men không đổi, D = 0, K = 0, thì: đt c p J d M M n dt    (2.16) 2.1.2.4. Phương trình mô men Dựa vào nguyên lý biến đổi năng lượng điện cơ, trong động cơ nhiều cuộn dây, năng lượng điện từ trong động cơ là : T T m 1 1 W i i Li 2 2    (2.17) Còn mô men điện từ bằng đạo hàm riêng đối với chuyển vị góc m của năng lượng điện từ trong động cơ, khi dòng điện không đổi chỉ có một biến là chuyển vị góc m thay đổi, và m = /np, vì vậy : m m đt p i constm i const W W M n        (2.18) Lấy công thức (2.17) thay vào (2.18), đồng thời xét tới quan hệ của công thức (2.11)  (2.12) trong ma trận con của điện cảm: Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 36 sr T T đt p p rs 0 L 1 L 1 M n i i n i i 2 2 L 0                (2.19) Lại bởi vì iT = [is T ir T ] = [iA iB iB ia ib ic], lấy biểu thức (2.13) thay vào biểu thức (2.19) rồi khai triển ta được: T Trs sr đt p r s s r 0 p m1 A a B b C c A b B c C a 0 A c B a C b L L1 M n i i i i 2 n L [(i i i i i i )sin (i i i i i i )sin( 120 ) (i i i i i i )sin( 120 )]                           (2.20) Cần phải chỉ ra rằng, các công thức trên đều là tuyến tính và nhận được ở điều kiện giả thiết từ trường phân bố đều trên mạch từ và có dạng hình sin trong không gian, nhưng đồ thị của dòng điện mạch stator và rotor thì không chịu bất cứ điều kiện giả thiết ràng buộc nào, chúng có thể là tuỳ ý. Công thức này cũng có thể nhận được trực tiếp từ công thức cơ bản khi vật thể dẫn điện chịu lực trong từ trường. 2.1.2.5. Mô hình toán học động cơ không đồng bộ ba pha Tập hợp các công thức (2.14), (2.16) và (2.19) [hoặc công thức 2.20] vào làm một sẽ được mô hình toán học nhiều biến số của động cơ không đồng bộ 3 pha khi chịu tải mô men không đổi. T p c p di L u Ri L i dt 1 L J d n i i M 2 n dt             (2.21) và: d dt   Hệ phương trình trên cũng có thể viết thành dạng tiêu chuẩn của phương trình trạng thái phi tuyến: Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 37 1 1 T pT0 c di L L (R )i L u dt nnd L i i M dt 2J J d dt               (2.22) 2.2. Giới thiệu về điều khiển tần số động cơ không đồng bộ Đối với động cơ điện không đồng bộ thì tần số là thông số điều khiển rất quan trọng. Điều khiển tần số là phương pháp điều khiển kinh điển, tuy nó đòi hỏi kỹ thuật cao và phức tạp vì xuất phát từ bản chất và nguyên lý làm việc của động cơ là phần cảm và phần ứng không tách biệt. Một số yêu cầu chất lượng điều chỉnh nâng cao thì các phương pháp kinh điển khó đáp ứng được. Khi đó , phải sử dụng các phương pháp điều khiển chủ yếu sau: 1. Điều khiển vô hướng (SFC: Scalar Frequency Control). 2. Điều khiển định hướng theo từ trường (FOC: Field Oriented Control) 3. Điều khiển trực tiếp momen (DTC: Direct Toque Control) 2.2.1. Điều khiển vô hướng (SFC: Scalar Frequency Control): Thực chất của phương pháp điều khiển vô hướng (U/f bằng hằng số) là giữ cho từ thông stator (ψs) không đổi trong suốt quá trình điều chỉnh. Khi điều khiển tần số, nếu giữ từ thông khe hở không đổi thì động cơ sẽ được sử dụng hiệu quả nhất, tức là có khả năng sinh mômen lớn nhất. Do những ưu điểm sẵn có của các động cơ không đồng bộ mà các hệ truyền động của chúng cũng thừa hưởng tính kinh tế và tính chắc chắn. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 38 Phương pháp này dễ thực hiện tuy vậy vẫn còn tồn tại nhược điểm: tổn thất công suất P và lượng tiêu thụ công suất phản kháng Q không phải là nhỏ nhất, ổn định tốc độ gặp khó khăn, mặc dù hệ truyền động đơn giản nhưng có hạn chế về độ chính xác tốc độ và đáp ứng mômen kém. Hệ truyền động không thể đảm bảo điều khiển được các đáp ứng về mômen và từ thông. Cho nên, điều khiển vô hướng được ứng dụng trong công nghiệp khi yêu cầu không cao về điều chỉnh sâu tốc độ. Cấu trúc cơ bản của hệ truyền động theo phương pháp điều khiển vô hướng được biểu diễn trên hình 2.4. Sơ đồ cấu trúc gồm hai phần: Phần lực gồm: CL là khối chỉnh lưu dùng để biến đổi điện áp xoay chiều của mạng điện công nghiệp thành điện áp một chiều cấp cho khối nghịch lưu; NL là khối nghịch lưu thường dùng các khoá đóng cắt IGBT, thực hiện biến đổi điện áp một chiều Udc ở đầu ra khối CL thành điện áp xoay chiều cung cấp cho động cơ; ĐC là động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc; C là tụ lọc. Phần điều khiển gồm: Khâu tạo tín hiệu khống chế nghịch lưu theo nguyên lý điều chỉnh độ rộng xung (Driver NL PWM); bộ điều chỉnh biên độ điện áp ra nghịch lưu (ĐCA); các sensor đo dòng (SI) và đo tốc độ (TG); khâu Hình 2.4: Cấu trúc điều khiển vô hướng hệ truyền động biến tần- động cơ không đồng bộ A CL NL C ĐTS XL THĐ  Đặt tần số ra NL BĐD f ia ib U ĐCA Udc Driver NL PWM - I Sa,Sb,Sc B C TG SI ASM Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 39 biến đổi dòng ba pha của động cơ thành điện áp một chiều tỉ lệ với giá trị hiệu dụng dòng điện một pha (BĐD); XL là khâu gia công tín hiệu dòng điện và tốc độ động cơ phục vụ cho mục đích ổn định động hệ thống; tín hiệu đặt tốc độ của hệ (THĐ) được đưa đến khối đặt tần số để quyết định tần số ra của NL, đồng thời THĐ lại được tổng hợp với tín hiệu đầu ra của XL để khống chế biên độ điện áp ra của biến tần; các tín hiệu Sa, Sb, Sc là các chuỗi xung dùng để không chế các khoá IGBT trong ba pha của nghịch lưu. Việc khống chế qui luật thay đổi tần số giai đoạn khởi động do ĐTS quyết định, còn việc điều chỉnh điện áp được thực hiện bởi ĐCA. 2.2.2. Điều khiển định hướng theo từ trường (FOC: Field Oriented Control): Điều khiển định hướng theo từ trường còn gọi là điều khiển vectơ, có thể đáp ứng các yêu cầu điều chỉnh trong chế độ tĩnh và động. Nguyên lý điều khiển vectơ dựa trên ý tưởng điều khiển vectơ động cơ không đồng bộ tương tự như điều khiển động cơ một chiều. Phương pháp này đáp ứng được yêu cầu điều chỉnh của hệ thống trong quá trình quá độ cũng như chất lượng điều khiển tối ưu mômen. Việc điều khiển vectơ dựa trên định hướng vectơ từ thông rôto có thể cho phép điều khiển tách rời hai thành phần dòng stator, từ đó có thể điều khiển độc lập từ thông và mômen động cơ. Kênh điều khiển mômen thường gồm một mạch vòng điều chỉnh tốc độ và một mạch vòng điều chỉnh thành phần dòng điện sinh mômen. Kênh điều khiển từ thông thường gồm một mạch vòng điều chỉnh dòng điện sinh từ thông. Do đó hệ thống truyền động điện động cơ không đồng bộ có thể tạo được các đặc tính tĩnh và động cao, so sánh được với động cơ một chiều. Từ mô hình toán học động cơ không đồng bộ là một hệ thống nhiều biến, bậc cao, phi tuyến, nhiều ràng buộc chặt chẽ, thông qua phép biến đổi tọa độ, có thể làm nó hạ bậc đồng thời đơn giản hoá, nhưng vẫn chưa thay đổi bản chất tính phi tuyến và nhiều biến số của nó. Chất lượng động của hệ thống điều tốc biến tần không được như mong muốn, tham số của bộ điều chỉnh rất Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 40 khó thiết kế chính xác, vấn đề chính là ở chỗ đã đi theo khái niệm hệ thống điều khiển một biến số mà chưa xét tới bản chất phi tuyến, nhiều biến số. Về vấn đề này nhiều nhà chuyên môn đã dày công nghiên cứu, đến năm 1971 đã có 2 công trình nghiên cứu: “Nguyên lý điều khiển định hướng từ trường động cơ không đồng bộ” do F. Blaschke của hãng Seamens Cộng hoà Liên bang Đức thực hiện, và “Điều khiển biến đổi tọa độ điện áp stator động cơ cảm ứng” do P.C. Custman và A.A. Clark ở Mỹ đạt được kết quả tốt, và đã được công bố trong sáng chế phát minh của họ. Trải qua nhiều cải tiến liên tục đã hình thành được hệ thống điều tốc biến tần điều khiển vector mà ngày nay đã trở nên rất phổ biến. Dựa quy tắc của phép chuyển đổi là tạo ra sức điện động quay đồng bộ, dòng điện xoay chiều mạch stator iA, iB, iC qua phép biến đổi 3/2, có thể chuyển đổi tương tương thành dòng điện xoay chiều ở tọa độ cố định 2 pha i1, i1; sau đó lại thông qua phép biến đổi quay theo định hướng từ trường rotor, có thể chuyển đổi tương đương thành dòng điện một chiều iM1, iT1 trên hệ tọa độ quay đồng bộ. Hình 2.5. Sơ đồ cấu trúc biến đổi tọa độ động cơ không đồng bộ. Trong đó: 3/2: Biến đổi 3 pha thành 2 pha; VR: Biến đổi quay đồng bộ; : Góc giữa trục M và trục  (Trục A) Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 41 Nếu người quan sát đứng trên lõi sắt từ và cùng quay với hệ tọa độ, thì người quan sát sẽ thấy đó như là một động cơ một chiều, tổng từ thông 2 của rotor động cơ xoay chiều ban đầu chính là từ thông động cơ điện một chiều tương đương. Cuộn dây M tương đương với cuộn dây kích từ của động cơ một chiều, iM1 (hay id1) tương đương với dòng điện kích từ, cuộn dây T tương đương với cuộn dây phần ứng giả cố định, iT1 (hay iq1) tương đương với dòng điện phần ứng và tỷ lệ thuận với mô men. Từ quan hệ tương đương trên đây có thể mô tả dạng sơ đồ cấu trúc của động cơ như trên hình 2.5. Về tổng thể mà nói, đầu vào 3 pha A, B, C, đầu ra tốc độ góc , là một động cơ không đồng bộ, qua phép biến đổi 3/2 và biến đổi quay đồng bộ trở thành một động cơ một chiều đầu vào iM1, iT1 và đầu ra . Động cơ không đồng bộ qua biến đổi tọa độ có thể trở thành động cơ một chiều tương đương, như vậy phỏng theo phương pháp điều khiển động cơ một chiều, tìm ra lượng điều khiển của động cơ một chiều, qua phép biến đổi ngược tọa độ tương ứng, lại có thể điều khiển động cơ không đồng bộ. Bởi vì đối tượng phải tiến hành biến đổi tọa độ là vector không gian (được đặc trưng bằng sức từ động) của dòng điện, cho nên thông qua hệ thống điều khiển để thực hiện chuyển đổi tọa độ được gọi là hệ thống điều khiển chuyển đổi vector (Transvector Control System), gọi tắt là hệ thống điều khiển vector (Vector Control System), ý tưởng của sơ đồ đó như trên hình 2.6. Hình 2.6. Ý Tưởng cấu trúc hệ thống điều khiển vectơ Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 42 Trong đó tín hiệu cho trước và tín hiệu phản hồi đi qua bộ điều khiển tương tự như hệ thống điều tốc một chiều đã dùng, tín hiệu đặt dòng điện kích từ * M1i và tín hiệu đặt dòng điện mạch rotor * T1i , đi qua bộ chuyển đổi quay VR -1, nhận được * * 1 1i , i  , tiếp tục đi qua phép chuyển đổi 2 pha/3 pha nhận được * * * A1 B1 C1i , i , i . Sử dụng ba dòng điện này điều khiển cùng với tín hiệu điều khiển tần số 1 nhận được từ bộ điều khiển để khống chế bộ biến tần điều khiển dòng điện, tạo ra dòng điện biến tần 3 pha mà động cơ điều tốc yêu cầu. Khi thiết kế hệ thống điều khiển vector, có thể cho rằng ở bộ chuyển đổi quay ngược VR-1 đưa vào phía sau bộ điều khiển và khâu chuyển đổi quay VR trong bản thân động cơ triệt tiêu nhau, bộ chuyển đổi 2/3 và bộ chuyển đổi 3/2 phía trong động cơ triệt tiêu nhau, nếu tiếp tục bỏ qua trễ do bộ biến tần sinh ra, phần nét đứt trong khung trên hình 2.6 có thể bỏ đi hoàn toàn, phần còn lại rất giống với hệ thống điều tốc một chiều. Có thể tưởng tượng rằng, tính năng trạng thái tĩnh và động của hệ thống điều tốc biến tần xoay chiều điều khiển vector hoàn toàn tương đương với hệ thống điều tốc một chiều. Đối với các hệ truyền động biến tần - động cơ xoay chiều thì cấu trúc điều khiển vector tựa theo từ thông rotor là một trong những cấu trúc điều khiển hiện đại nhất. Cấu trúc của hệ truyền động như hình 2.7. Trong sơ đồ hình 2.7, phần lực gồm có động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc (ASM) và bô nghịch lưu (NL). Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 43 Phần điều khiển gồm các khối chủ yếu: các sensor đo dòng 2 pha động cơ isa và isb, máy đo tốc độ quay của động cơ; khâu chuyển đổi dòng 3 pha thành 2 pha tương đương is, is; khâu biến đổi toạ độ - d-q đối với dòng điện (CTĐi) và khâu biến đổi toạ độ d-q- đối với điện áp (CTĐu); khâu MHD dùng để tính góc lệch giữa véc tơ từ thông rotor với trục chuẩn (góc e); khâu điều chỉnh dòng (ĐCD) dùng để tính các thành phần theo trục d và q của điện áp cần đối với cho động cơ (usd và usq); khâu điều chế vector không gian dùng để tính thời gian làm việc của các khoá IGBT của khối nghịch lưu (ta, tb, tc);  * là giá trị đặt của tốc độ góc; * sdi là giá trị đặt thành phần theo trục d của dòng điện, đây là thành phần tạo ra từ thông rotor và ở đây được chọn bằng hằng số. Hình 2.7 : Cấu trúc điều khiển vectơ của hệ truyền động biến tần – động cơ không đồng bộ rôto lồng sóc 3 2 iS iS iSd iSq MHD   i * Sq ĐCD CTĐU CTĐi 3 NL U ASM FT uS uS uSd uSq Se  Se  S iSd ucđ ĐCVTKG a b c iSa iSc + - Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 44 Để thực hiện ý tưởng trên đây sẽ phải giải quyết nhiều vấn đề phức tạp. Trước tiên là, điều khiển tần số và điều khiển dòng điện ở trạng thái động sẽ phối hợp với nhau như thế nào? Vấn đề này chưa hề xuất hiện trong hệ thống điều tốc một chiều, mà trong hệ thống điều tốc xoay chiều cần phải quan tâm giải quyết. Hai là, trong động cơ một chiều từ thông luôn là hằng, còn trong hệ thống điều tốc biến tần điều khiển vector thì vấn đề này được duy trì ra sao? 2.2.3. Điều khiển trực tiếp momen (DTC: Direct Toque Control) Điều khiển trực tiếp momen cho động cơ không đồng bộ ba pha là phương pháp điều khiển trực tiếp lên momen điện từ, tốc độ là đại lượng điều khiển gián tiếp. Nội dung phương pháp dựa trên tác động trực tiếp của các vectơ điện áp lên vectơ từ thông móc vòng stator. Thay đổi trạng thái của vectơ từ thông stator dẫn đến thay đổi trực tiếp tới momen điện từ của động cơ. Các vec tơ điện áp được chọn lựa dựa trên sai lệch của từ thông stator và momen điện từ với các giá trị đặt. Tuỳ thuộc vào trạng thái sai lệch của từ thông và mô men điện từ, một vectơ điện áp tối ưu đã định trước được chọn để điều chỉnh đại lượng về đúng với lượng đặt. Đây là phương pháp điều khiển đơn giản, ít phụ thuộc vào các thông số động cơ, đáp ứng momen nhanh, linh hoạt. Trong hệ truyền động điện biến tần - động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc cho thang máy lựa chọn sử dụng phương pháp điều khiển trực tiếp momen động cơ không đồng bộ với sơ đồ khối như trên hình 2.8. Như vậy, ưu điểm của phương pháp này là chỉ quan tâm đến các vectơ đại lượng stato mà không cần xác định vị trí của roto nên đơn giản, ít phụ thuộc vào các thông số của động cơ, đáp ứng momen nhanh, linh hoạt. Nhược điểm của phương pháp là do bộ điều chỉnh từ thông là ON/OFF hai hoặc ba vị trí dẫn đến các xung momen động cơ nên khi làm việc ở tốc độ thấp khó ổn định. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 45 2.3. Kết luận Vấn đề sử dụng động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc truyền động cabin cho thang máy, kết hợp với điều khiển tốc độ và hành trình qua bộ biến tần, đã mở ra triển vọng to lớn cho việc ứng dụng động cơ này vào các phụ tải mang tính chất thế năng. Về kỹ thuật, hệ thống này đạt các chỉ tiêu cao khi điều chỉnh tốc độ cũng như các yêu cầu an toàn khi vận hành. Về kinh tế, mở ra triển vọng tiết kiệm điện năng bằng cách giảm tổn thất nhờ hãm tái sinh và hệ số công suất cos y 1 Hình 2.8: Sơ đồ khối hệ biến tần - động cơ không đồng bộ, điều khiển trực tiếp mômen. CLPWM NL LL C  3 p h a Udc Scla,b,c SNla,b,c ĐK chỉnh lƣu PWM ĐK nghịch lƣu ĐKNL ĐKCL FT BD ASM Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 46 CHƢƠNG III NGHIÊN CỨU HỆ TRUYỀN ĐỘNG BIẾN TẦN 4Q (Four Quater) – ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ (ASM) CHO THANG MÁY 3.1. Khái quát về chỉnh lƣu PWM 3.1.1. Lĩnh vực sử dụng chỉnh lưu Chỉnh lưu là quá trình biến đổi năng lượng dòng điện xoay chiều thành năng lượng dòng điện một chiều. Quá trình nghiên cứu các hệ truyền động điện sử dụng động cơ điện một chiều, đã đề cập đến yêu cầu tạo ra một điện áp một chiều ổn định và chất lượng cao. Nó được tạo ra trong các mạch điện tử công suất bằng các bộ chỉnh lưu thường sử dụng diode và thyristor. Chỉnh lưu được phân loại theo nhiều cách: theo số pha nguồn cấp cho mạch van (3 pha, 6 pha), theo loại van bán dẫn (chỉnh lưu không điều khiển, chỉnh lưu điều khiển, chỉnh lưu bán điều khiển) và phân loại theo sơ đồ mắc van (hình tia, hình cầu),… Bộ chỉnh lưu diode và thyristor đã có lịch sử gần năm mươi năm và chúng được định nghĩa như một thiết bị điện tử công suất cổ điển, được ứng dụng rộng rãi nhất trong thực tế. Các ứng dụng của chỉnh lưu : - Quá trình điện hoá học như mạ điện, điện phân kim loại, bộ nạp và trong ngành sản xuất gas hoá học ( hydrogen, oxygen, chlorine,...). Cho các bộ nguồn từ nhỏ (các bộ nguồn tivi, máy tính..) đến các bộ nguồn công suất lớn ( trong giao thông, tàu điện, mạ,…). - Truyền động có thể điều chỉnh tốc độ dòng dòng một chiều. - Hệ thống 1 chiều điện áp cao. - Cung cấp cho các bộ nghịch lưu có khâu một chiều trung gian. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 47 - Cung cấp công suất dòng 1 chiều và xoay chiều, bao gồm các hệ thống cung cấp năng lượng liên tục. - Đảo ngược năng lượng 1 chiều sang xoay chiều từ năng lượng mặt trời, năng lượng chất đối với hệ thống thiết thực. 3.1.2. Một số tham số để đánh giá chỉnh lưu đối với lưới a. Hệ số méo điện áp lưới %: Bộ chỉnh lưu trong thực tế là các phần tử phi tuyến, do đó nó gây ra sóng điều hoà trong lưới điện xoay chiều. Sóng điều hoà bậc cao gây ra tổn thất phụ, gây nhiễu cho lưới điện. Nó cũng làm ảnh hưởng đến hoạt động của máy biến áp và van điện nếu công suất phụ tải đủ lớn. Vì vậy hiệp hội kỹ thuật điện châu Âu và quốc tế đưa ra chỉ tiêu độ méo cho phép trình bày trên bảng 3.1. Trong đó: %= 1 2 u u Với: u là sóng điều hoà bậc  u1 là sóng điều hoà bậc 1 b. Hệ số méo dòng điện lưới RF Độ méo của dòng điện lưới có thể xác định bởi hệ số méo (RF). Nó được định nghĩa như sau: RF = Giá trị hiệu dụng của dòng cơ bản/Giá trị hiệu dụng dòng điện cấp.      ...3,2,1n 2 sn 2 1s 1s II I RF (3.1) Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 48 Bảng 3.1: Chỉ tiêu độ méo điện áp lưới. Bộ biến đổi Vùng công suất Pmax [MW] Độ méo cho phép σv[p.e] Tác dụng lên lưới m Sóng điều hoà bậc cao được khảo sát P/Sk max Điện áp lưới U1[KV] min max Uk= 0,05 Uk=0,1 Uk=0,15 Rất nhỏ 0,01 tới 0,25 0,04 6 5 13 40 35 30 0,38; 0,5; 0,66 12 11 13 25 20 15 Nhỏ 0,25 tới 1 0,03 6 5 13 55 50 40 6; 10; 22 12 11 13 35 25 15 Trung bình 1 tới 10 0,02 6 5 25 90 70 60 6; 10; 22; 110 12 11 25 50 35 25 Lớn trên 10 0,01 6 5 25 180 140 120 110 12 11 25 105 70 50 Cho dòng dạng sóng vuông: 9,0 22 I I)2/1(/4 RF d d      (3.2) c. Hệ số công suất dịch chuyển DPF Dòng cơ bản lưới trong bộ chuyển đổi điều khiển 3 pha thường trễ so với điện áp cơ bản 1 góc dịch chuyển ø. hệ số công suất dịch chuyển được định nghĩa: DPF=giá trị công suất trung bình/điện áp cơ bản x dòng điện cơ bản DPF =    cos IV cosIV IV P 1ss 1ss 1ss 1 (3.3) Vs= điện áp cơ bản và Isl là dòng điện cơ bản. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 49 Hình 3.1: Hình dạng của dòng điện và điện áp lưới. d. Hệ số công suất PF Hệ số công suất PF được định nghĩa PF= giá trị công suất trung bình/ điện áp cấp x dòng điện cấp      ...3,2,1n 2 n 2 1ss 1 IIV P PF (3.4) Từ công thức 1.1, 1.3, 1.4 DFDPF II I cos IIV cosIV PF 2 ...1n 2 n 2 1s 1s ..3,2,1n 2 n 2 sls 1s1           (3.5) Dòng điện cơ bản Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 50 Từ công thức ta có đồ thị sau về các hệ số: Trong đó DPF là viết tắt của Displacement Power Factor PF là viết tắt của Power Factor RF là viết tắt của Ripple Factor Nhìn vào đồ thị ta thấy hệ số méo khi dùng chỉnh lưu truyền thống là lớn và khi so sánh với chỉ tiêu về độ méo cho điện áp lưới thì nó không đạt yêu cầu. Đồng thời hệ số méo làm ảnh hưởng đến hệ số công suất làm cho hệ số công suất khi dùng các bộ chỉnh lưu này là thấp. Trong truyền động xoay chiều dùng biến tần, khi năng lượng động cơ dư thừa đòi hỏi phải có sự trao đổi năng lượng để tiết kiệm, tránh hao phí Hệ số công suất dịch chuyển (DPF) Hệ số công suất (PF) Điện áp một chiều VC (pu) Hệ số méo (RF) Hình 3.2: Đồ thị các giá trị điện áp một chiều, hệ số méo, hệ số công suất dịch chuyển và hệ số công suất của chỉnh lưu cầu 3 pha diode Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 51 năng lượng. Nhưng các bộ chỉnh lưu dùng diode và thyristor chỉ dẫn năng lượng theo một chiều dẫn đến khó trao đổi năng lượng giữa động cơ và lưới. Chỉnh lưu diode và thyristor tuy có các ưu điểm như: đơn giản, bền và giá thành thấp nhưng mạch đầu vào dùng diode có hệ số công suất (khoảng 0,4) và tồn tại nhiều sóng điều hoà bậc cao trong dòng điện đầu vào (khoảng 28%). 3.1.3. Biện pháp khắc phục Để giảm ảnh hưởng sóng điều hoà bậc cao có ba biện pháp: a. Chọn bộ biến đổi có nhiều xung ra ( m = 6, 12, 18,...). Đối với lưới có nhiều bộ biến đổi (n bộ biến đổi) có cùng số xung đầu ra m ta sử dụng các biến áp cấp cho các bộ biến đổi có góc lệch điện áp ra quan hệ với nhau một góc n.m 360 δ  . Như vậy, sóng điều hoà bậc cao sẽ giảm. b. Sử dụng bộ lọc: Nếu công suất của bộ biến đổi lớn đối với lưới thì ta bố trí mạch lọc đầu vào bộ biến đổi. Trong trường hợp tổng quát, trong lưới điện có nhiều bộ biến đổi sẽ phát ra ít sóng điều hoà hơn so với lưới có một bộ biến đổi có công suất tương đương. Bộ lọc được thiết lập thành nhóm mạch LC cộng hưởng nối tiếp (lọc thụ động), nó sẽ dập tắt các dòng điện điều hoà bậc cao ( hình 3.3a). Bộ lọc cũng có thể bố trí một bộ lọc dải rộng ( hình 3.3b). Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 52 c. Trao đổi công suất giữa lưới và tải đối với truyền động biến tần động cơ xoay chiều. Chỉnh lưu diode chỉ cho phép năng lượng đi theo một chiều duy nhất. Vì vậy năng lượng không thể được trả về lưới từ động cơ mà bị tiêu hao trên các điện trở được điều khiển bởi các ngắt điện nối dọc theo mạch một chiều. Phương pháp cải tiến vấn đề này là dùng hãm dập năng lượng mạch một chiều hoặc dùng bộ chỉnh lưu làm việc ở chế độ nghịch lưu trả về lưới. Tuy nhiên, trong trường hợp mắc điện trở, nếu công suất cao thì đòi hỏi điện trở lớn khó khăn trong việc chế tạo và trường hợp mắc bộ ngược cũng gây tốn kém. υ = 5υ= 5 ÷ 13 7 11 13 >17 Hình 3.3: Các bộ lọc để giảm sóng hài bậc cao a) b) Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 53 Tóm lại, khi ta: - Xét về các tiêu chuẩn: gồm sóng điều hoà bậc cao, hệ số tiêu thụ công suất phản kháng đối với chỉnh lưu dùng diode, thyristor cho các hệ truyền động xoay chiều và một chiều cần sử dụng phương pháp lọc và bù. - Đối với hệ truyền động cần trao đổi công suất với lưới phải dùng bộ biến đổi thứ 2 ( bộ nghịch lưu) trả công suất từ tải về lưới. - Đối với hệ không thực hiện trả năng lượng dùng hãm điện trở. Những hệ có công suất từ vài trăm KW trở lên dùng hãm điện trở khó khăn. Bộ chỉnh lưu Bộ nghịch lưu Bộ chỉnh lưu Bộ nghịch lưu Bộ nghịch lưu phục vụ hãm tái sinh ĐC ĐC Hình 3.4: Các biện pháp xử lý khi năng lượng động cơ dư thừa a. Dập năng lượng bằng điện trở ở mạch một chiều b. Mắc thêm một bộ nghịch lưu để trả năng lượng về lưới a) b) Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 54 Những phương pháp vừa nêu trên còn tồn tại những vấn đề như: hệ thống cồng kềnh, đầu tư lớn, lọc sóng hài bậc cao khó, khi công suất hệ lớn thì điều chỉnh khó khăn. Trong chỉnh lưu diode chỉ cho phép năng lượng chảy theo một chiều và không điều khiển được. Sự thay đổi của năng lượng sẽ xuất hiện một cách tự nhiên với sự thay đổi của điện áp nguồn cấp và tải. Trong nhiều ứng dụng năng lượng cần được điều khiển. Thậm chí đối với tải đòi hỏi điện áp không đổi hay dòng điện không đổi, điều khiển là việc cần thiết để bù nguồn cấp và sự thay đổi của tải. Chỉnh lưu thyristor có thể điều khiển được năng lượng bởi nguyên lý điều khiển pha bằng cách thay đổi góc mở của thyristor. Bộ biến đổi này còn có thêm khả năng biến đổi năng lượng từ một chiều sang xoay chiều hay hoạt động ở chế độ nghịch lưu. Khi góc α nằm giữa 0 và Π/2 nó hoạt động ở chế độ chỉnh lưu, góc α nằm giữa Π/2 và Π thì nó hoạt động ở chế độ nghịch lưu và năng lượng từ nguồn một chiều chảy về lưới xoay chiều. Tuy nhiên, nó có nhược điểm là dòng điện chứa nhiều sóng điều hoà bậc cao làm ảnh hưởng đến chất lượng điện năng. Bên cạnh đó, còn gây ra hệ số công suất thấp. Kết luận: Do các nhược điểm của bộ chỉnh lưu cũ đòi hỏi phải tìm ra 1 bộ chỉnh lưu mới thoả mãn các điều kiện: - Chứa ít sóng điều hoà bậc cao. - Hệ số cos φ cao. - Năng lượng chảy được theo theo hai chiều. Như vậy vấn đề đặt ra ở đây là phải tìm ra một loại chỉnh lưu tự nó thoả mãn những yêu cầu đã nêu trên. Chỉnh lưu PWM ra đời thoả mãn các điều kiện trên, bộ chỉnh lưu PWM sẽ thay thế chỉnh lưu cũ. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 55 3.2. Chỉnh lƣu PWM 3.2.1. Nhiệm vụ Chỉnh lưu PWM phải đạt được 3 yêu cầu là: - Trao đổi được năng lượng giữa động cơ và lưới. - Tăng hệ số công suất, có thể điều khiển hệ số công suất cos φ = 1. - Giảm sóng điều hoà bậc cao đi vào lưới để cải thiện chất lượng điện năng, tạo ra sóng điều hoà nhỏ nhất ( dạng sin dòng vào). Cấu trúc cơ bản chỉnh lưu PWM Cấu trúc phổ biến này có các ưu điểm là sử dụng các module ba pha, số lượng van nhỏ nên có thể giảm giá thành, năng lượng có khả năng chảy hai chiều. Cấu trúc này có triển vọng nên đang được phát triển. Trong hệ thống phân bố năng lượng một chiều hay biến đổi xoay chiều/ một chiều/ xoay chiều, năng lượng xoay chiều đầu tiên được biến đổi sang một chiều nhờ vào chỉnh lưu ba pha PWM. Nó cho hệ số công suất bằng một và dòng điện chứa ít thành phần sóng hài bậc cao. Các bộ biến đổi này nối với đường truyền một UA UB UC IA IB IC C Tải Hình 3.5: Cấu trúc mạch chỉnh lưu PWM thường gặp. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 56 chiều sẽ mang lại cho tải những chuyển đổi mong muốn như thay đổi tốc độ truyền động động cơ cảm ứng và động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu, bộ biến đổi từ một chiều sang một chiều, hoạt động đa truyền động,… Hơn nữa, biến đổi xoay chiều/ một chiều/ xoay chiều sẽ mang lại một số điểm sau: - Động cơ có thể hoạt động ở tốc độ cao hơn mà không cần giảm từ trường ( bởi sự duy trì điện áp đường truyền một chiều trên điện áp đỉnh của nguồn cấp). - Về lý thuyết, giảm được 1/3 điện áp so sánh với cấu hình quy ước do điều khiển đồng thời chỉnh lưu và nghịch lưu. - Phản ứng của bộ điều khiển điện áp có thể được cải tiến bởi tín hiệu đưa đến từ tải dẫn đến giảm đến mức tối thiểu điện dung 1 chiều, trong khi việc duy trì được điện áp một chiều dưới giới hạn cho phép thay đổi tải. Hình 3.6: Bộ biến đổi xoay chiều/ một chiều/ xoay chiều. UA UB UC IA IB IC C M Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 57 Hình 3.7: Hệ thống phân phối điện năng một chiều. 3.2.3. Cấu trúc mạch lực và hoạt động của chỉnh lưu PWM a. Cấu trúc mạch lực của chỉnh lưu PWM Hình 3.7: Hệ thống phân phối điện năng một chiều. Hình 3.8a: Sơ đồ thay thế đơn giản của chỉnh lưu 3 pha PWM cho công suất chảy theo cả hai chiều Phía xoay chiều Phía một chiều Bộ biến đổi cầu Tải a) Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 58 Hình 3.8 (b) biểu diễn một pha của mạch chỉnh lưu giới thiệu ở hình 3.8 (a). L và R là điện cảm của lưới, UL là điện áp lưới và US là điện áp bộ chuyển đổi có thể điều khiển được từ phía một chiều. b. Điều kiện để chỉnh lưu PWM hoạt động: - Điều kiện hoạt động của chỉnh lưu PWM: Vdcmin>VCL tự nhiên (thường ít nhất là 20%). - Có cuộn cảm đầu vào để tạo kho từ trao đổi năng lượng với lưới. - Điều khiển chỉnh lưu theo luật điều khiển PWM Quá trình làm việc của chỉnh lưu PWM yêu cầu một giá trị điện áp một chiều nhỏ nhất. Thông thường, có thể xác định bằng điện áp dây lớn nhất: Vdcmin>VLN(rms)* 3 * 2 = 2,45* VLN(rms) (3.6) Ta có biểu thức điện áp udc> ))Li(E( 2Ld 2 m  (3.7) Biểu thức trên chỉ ra mối quan hệ giữa điện áp nguồn và điện áp một chiều đầu ra, dòng điện (tải) và cảm kháng. Cuộn cảm phải được lựa chọn kỹ bởi cảm kháng thấp sẽ làm cho dòng điện nhấp nhô lớn và làm cho việc thiết kế phụ thuộc nhiều vào trở kháng đường dây. Cảm kháng có giá trị lớn làm giảm độ nhấp nhô dòng điện, nhưng Hình 3.8b: Sơ đồ thay thế điện của một nhánh b) Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 59 đồng thời cũng làm giảm giới hạn làm việc của chỉnh lưu. Điện áp rơi trên cuộn cảm có ảnh hưởng tới dòng điện nguồn. Điện áp rơi này được điều chỉnh bởi điện áp đầu vào chỉnh lưu PWM nhưng giá trị lớn nhất được giới hạn bởi điện áp 1 chiều. Kết quả là, dòng điện lớn(công suất lớn) qua cảm kháng cũng cần điện áp một chiều lớn hay cảm kháng nhỏ. Vì vậy, sau khi biến đổi phương trình (1.6) độ tự cảm lớn nhất xác định: L< LD 2 m 2 dc i. Eu   . (3.8) c. Giản đồ vectơ Cuộn cảm được nối giữa đầu vào chỉnh lưu và lưới đóng vai trò là bộ tích phân trong mạch. Nó mang đặc tính nguồn dòng của mạch đầu vào và cung cấp đặc trưng tăng thế của bộ biến đổi. Dòng điện lưới iL được điều khiển bởi điện áp rơi trên điện cảm L nối giữa 2 nguồn áp (lưới và bộ biến đổi). Nó có nghĩa rằng điện áp của cuộn cảm uL tương đương với độ chênh lệch giữa điện áp lưới và điện áp bộ biến đổi. Khi điều khiển góc pha ε và biên độ của điện áp bộ biến đổi, tức là đã điều khiển gián tiếp pha và biên độ của dòng điện lưới. Theo cách này, giá trị trung bình và dấu của dòng điện 1 chiều là đối tượng để điều khiển tỷ lệ với công suất tác dụng qua bộ biến đổi. Công suất phản kháng có thể được điều khiển một cách độc lập với sự thay đổi của thành phần dòng điều hoà cơ bản IL đối với điện áp UL. Hình 3.9 giới thiệu đồ thị véctơ với các trường hợp bộ chỉnh lưu thông thường và bộ chỉnh lưu PWM ở hai chế độ chỉnh lưu và nghịch lưu. Như vậy bộ chỉnh lưu PWM cho phép năng lượng chảy theo 2 chiều và có hệ số công suất = 1. Hình vẽ cho thấy vector điện áp us trong quá trình tái sinh cao hơn (lên đến 3%) so với chế độ chỉnh lưu. Nó có nghĩa là 2 chế độ này là không đối xứng. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 60 3.2.3. Các phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM Các nguyên tắc điều khiển của chỉnh lưu PWM được xây dựng dựa trên hai đại lượng vectơ cơ bản : điện áp và từ thông ảo. Hiện nay, có hai phương pháp điều khiển: điều khiển dựa trên điện áp và điều khiển dựa trên từ thông ảo. Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM được minh hoạ trên hình 3.10. Điều khiển dựa trên điện áp là ước lượng điện áp lưới và sẽ điều khiển bằng dòng điện hay công suất. Trước hết cần ước lượng điện áp lưới bằng cách cộng điện áp đặt đầu vào bộ chỉnh lưu với điện áp rơi trên cuộn cảm. Sau đó, dựa trên điện áp lưới đã ước lượng sẽ được tiến hành điều khiển bằng dòng điện thì gọi là phương pháp VOC (Voltage Orientend Control) hay theo công suất thì gọi là phương pháp DPC (Direct Power Control). (a) (b) (c) Hình 3.9: Giản đồ pha cho chỉnh lưu PWM. a. Đồ thị véctơ bộ chỉnh lưu thông thường. b. Đồ thị véctơ bộ chỉnh lưu PWM với hệ số công suất bằng 1. c. Đồ thị véctơ bộ chỉnh lưu PWM hoạt động ở chế độ nghịch lưu với hệ số công suất = 1. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 61 Cấu trúc điều khiển VOC sử dụng mạch vòng điều khiển dòng điện là cấu trúc đã được phát triển và rất phổ biến. Cấu trúc này dựa trên việc chuyển đổi giữa hệ trục toạ độ cố định   ,...và hệ trục toạ độ quay đồng bộ d - q. Phương pháp này đảm bảo đáp ứng tức thời nhanh và hiệu suất tĩnh cao thông qua các mạch vòng điều khiển dòng điện bên trong . Cấu trúc điều khiển DPC dựa trên các mạch vòng điều khiển công suất tác dụng và công suất phản kháng tức thời. Trong cấu trúc DPC, không có mạch vòng điều khiển dòng điện và không có khối điều chế PWM vì các trạng thái chuyển mạch của bộ biến đổi được chọn bởi bảng chuyển mạch dựa trên sự sai lệch giữa giá trị ước lượng và giá trị điều khiển của công suất tác dụng và công suất phản kháng. Do đó, một điểm quan trọng khi thực hiện cấu trúc DPC là phải ước lượng nhanh và chính xác công suất tác dụng và công suất phản kháng. Điều khiển dựa trên từ thông ảo là phương pháp điều khiển cần phải ước lượng từ thông ảo của lưới điện và áp dụng phương pháp điều khiển từ thông stator của động cơ không đồng bộ cho lưới điện. Nếu điều khiển bằng mạch vòng dòng điện thì gọi là phương pháp VFOC (Voltage Flux Oriented Control), còn khi điều khiển dựa theo công suất thì được gọi là phương pháp Hình 3.10: Các phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM Các phƣơng pháp điều khiển chỉnh lƣu PWM Điều khiển theo véc tơ từ thông ảo VFOC VF-DPC VOC DPC Điều khiển theo véc tơ điện áp Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 62 VF-DPC. VFOC tương tự như VOC, còn VF-DPC cũng tương tự như DPC, chúng chỉ khác nhau ở chỗ điều khiển dựa trên điện áp hay dựa trên từ thông ảo. Hệ điều khiển biến tần dùng chỉnh lưu PWM với động xoay chiều có các phương án được trình bày trên hình 3.11. 3.3. Phân tích hệ truyền động biến tần – Động cơ không đồng bộ cho Cabin thang máy 3.3.1. Khối mạch lực: Mạch lực bao gồm một biến tần 4 góc phần tư (Khối chỉnh lưu CL tạo điện áp cao một chiều, khối nghịch lưu NL tạo điện áp ba pha xoay chiều với tần số mong muốn). Chỉnh lưu tích cực PWM có khả năng tạo ra điện áp một chiều đầu ra cao đáp ứng được yêu cầu điện áp nguồn của biến tần trong hệ thống truyền động biến tần – Động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc, ngoài ra nó còn có một số ưu điểm khác như: đảm bảo trao đổi công suất hai chiều giữa nguồn và tải, cho phép động cơ làm việc được ở chế độ hãm tái sinh; dòng qua lưới có dạng rất gần hình sin; có thể điều khiển để hệ số công suất cos = 1. Hình 3.11: Hệ truyền động động cơ xoay chiều - biến tần dùng chỉnh lưu PWM với các phương pháp điều khiển CL NL DPC VOC FOC DTC ĐC Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 63 Hình 3.12 là sơ đồ nguyên lý phần mạch lực của hệ thống truyền động. Sơ đồ gồm bộ điện cảm nguồn L; hai sơ đồ cầu ba pha bằng các IGBT làm nhiệm vụ chỉnh lưu (CLPWM) và nghịch lưu (NL); tụ điện C vừa là phần tử cơ bản trong sơ đồ chỉnh lưu PWM, vừa là phần tử lọc; động cơ ASM. a. Điều khiển chỉnh lưu PWM: Có nhiều phương pháp điều khiển bộ chỉnh lưu tích cực PWM, mỗi phương pháp điều khiển có những ưu nhược điểm riêng. Các phương pháp điều khiển khác nhau có sự khác nhau về đại lượng điều khiển cũng như cấu trúc cụ thể của hệ thống điều khiển nhưng đều nhằm đạt mục tiêu chung là điều khiển và giữ ổn định giá trị điện áp một chiều đầu ra theo giá trị đặt, khống chế hệ số công suất theo yêu cầu, đảm bảo dạng dòng điện lưới gần với hình sin và cho phép thực hiện trao đổi công suất hai chiều giữa tải và nguồn. Với mục tiêu nghiên cứu các đặc tính của hệ truyền động dùng ASM, mà nó ít phụ thuộc vào phương pháp điều khiển chỉnh lưu. Do vậy, chỉ cần chọn một trong các phương pháp điều khiển đã được giới thiệu, ở đây ta chọn phương pháp VOC. Cấu trúc chi tiết khối điều khiển chỉnh lưu PWM điều khiển theo VOC được biểu diễn trên hình 3.13. Các khâu chức năng cơ bản của khối điều khiển chỉnh lưu theo phương pháp VOC gồm: Hình 3.12: Sơ đồ nguyên lý phần lực truyền động biến tần động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc uL uL ASM Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 64 - Khâu đo dòng điện và ước lượng điện áp lưới: Thực hiện đo dòng xoay chiều đầu vào chỉnh lưu (iLa, iLb), biến đổi dòng điện ở hệ ba pha sang vector không gian trên hệ toạ độ cố định - (iL, iL) và tính các thành phần vector điện áp lưới trên hệ toạ độ - (uL, uL). - Khâu biến đổi -  k-: Thực hiện xác định góc  giữa vector điện áp lưới và trục  của hệ toạ độ -, đây cũng là góc giữa trục d của hệ toạ độ quay d-q với trục  của hai hệ toạ độ cố định -, phục vụ cho việc chuyển toạ độ các vector dòng và áp. - Khâu biến đổi -  d-q làm nhiệm vụ biến đổi hệ toạ độ vector dòng điện lưới, đầu ra nhận được các thành phần của vector dòng điện lưới trên hệ toạ độ quay d-q (iLd, iLq). PI d - q * Ldi  k   * dcU iLq * Lqi 0 PI PI dq - - Khâu đo dòng và ước lượng điện áp lưới Khâu điều chế độ rộng xung PWM iLd SCLa,b,c iLa iLb us us  cosUL sinUL iLd iLq iL iL usq usd cosUL sinUL - uL uL Hình 3.13: Cấu trúc khối điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC Udc Udc Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 65 - Khâu biến đổi d-q  - làm nhiệm vụ biến đổi hệ toạ độ vector điện áp tải qui đổi, đầu ra nhận được các thành phần của vector điện áp tải trên hệ toạ độ - (us, us) dùng để điều khiển khâu điều chế độ rộng xung PWM. - Khâu điều chế độ rộng xung PWM: Thực hiện tạo các xung điều khiển các khoá đóng cắt của mạch lực, khâu hoạt động theo nguyên lý điều chế vector không gian. - Các bộ điều chỉnh dòng và áp được lựa chọn là các bộ PI, tín hiệu đặt của các bộ điều chỉnh dòng là * di được lấy từ đầu ra bộ điều chỉnh điện áp và * qi 0 (được lấy bằng không theo điều kiện hệ số công suất bằng 1). Như vậy, trên thực tế, hệ chỉ có một tín hiệu điều khiển chung cho bộ chỉnh lưu là tín hiệu đặt điện áp một chiều * dcU . b. Điều khiển nghịch lưu: Trên hình 3.14 giới thiệu khối điều khiển nghịch lưu bao gồm bộ điều chỉnh tốc độ quay (ĐCTĐQ) theo luật tỷ lệ tích phân (PI), các khâu chuyển đổi tọa độ không gian, khâu tính góc quay, các bộ điều chỉnh dòng ba pha (RIa, RIb, RIc), khối điều chế độ rộng xung PWM. Để có tín hiệu dòng điện và tốc độ phục vụ cho điều khiển của hệ thống ta sử dụng các sensor đo dòng xoay chiều hai pha của động cơ và máy đo tốc độ quay (encoder). Các tín hiệu vào của hệ thống điều khiển nghịch lưu gồm có: Tín hiệu đặt dòng trục d (i*d) và tín hiệu tốc độ góc (*r). Tín hiệu đặt dòng trục d được chọn theo điều kiện từ thông rotor không đổi (i*d = const) và tín hiệu đặt dòng trục q (i * q) được lấy từ đầu ra bộ điều chỉnh tốc độ quay, được đưa đến khâu chuyển đổi tọa độ d-q  -, tiếp sau là khâu chuyển đổi -  abc cho ta giá trị cần của dòng điện ba pha vào động cơ i*a, i * b, i * c. Các giá trị cần của dòng điện được so sánh với giá trị thực của dòng động cơ, sau khi xử lý bởi các bộ điều chỉnh dòng và sau đó được dùng để điều khiển khối điều chế độ rộng xung PWM, tạo các xung điều khiển phù hợp khống chế các khóa đóng cắt mạch lực. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 66 Thuật toán điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC, thuật toán điều khiển vector phần nghịch lưu đều được xây dựng bằng các phần mềm. Các phần mềm có thể được viết bằng một số ngôn ngữ lập trình khác nhau như bằng ngôn ngữ C hoặc bằng Matlab. - Viết chương trình bằng ngôn ngữ lập trình C: Một số thuật toán điều khiển của hệ truyền động như chương trình tính toán thời gian đóng cắt các van của phần chỉnh lưu PWM và phần nghịch lưu cơ bản giống nhau (khâu điều chế PWM) và được lập bằng ngôn ngữ lập trình C. - Viết chương trình bằng ngôn ngữ Matlab: Ngoài chương trình tính toán được viết bằng ngôn ngữ C, các bộ điều chỉnh trong phần điều khiển chỉnh lưu PWM và nghịch lưu, các khâu biến đổi toạ độ, một số thuật toán tính toán được lập trình bằng Matlab-Simulink. Hình 3.14: Cấu trúc khối điều khiển nghịch lưu của hệ truyền động biến tần – động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc Khâu tích phân I  ia ib  ĐCTĐQ: PI Điều chế PWM e/2  ia ic ib =const ej  2 3 RIb RIc RIa ia  Xung ĐK các van * di * * ai * bi * ci * qi mp 2 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 67 3.4. Các thông số chủ yếu của hệ truyền động biến tần 4Q – ASM 3.4.1. Động cơ ASM Công suất P (KW) 4,0 Điện áp (V) 220/380 Tần số (Hz) 50 Tốc độ (vg/ph) 1435 Điện trở stato Rs () 0,5866 Điện trở rotor Rr () 0,5066 Điện cảm tản stato LIS (H) 0,0044 Điện cảm tản rotor LIr (H) 0,00401 Điện cảm từ hoá Lm (H) 0,016 Số đôi cực (p) 2 Mô men quán tính J (kg-m2) 0.059 Số vòng dây nối tiếp một pha 1 pha W(vòng) 174 3.4.2. Số liệu về biến tần 4Q: Thông số nguồn vào khối chỉnh lưu: U = 220/380V, f = 50Hz; Phần một chiều của biến tần PWM: Udc = 650V, Idc = 15A Thông số đầu ra của biến tần: Umax = 311(V).2202U2  , f = (5  50) Hz 3.5. Sơ đồ mô phỏng và các kết quả 3.5.1. Sơ đồ mô phỏng hệ thống và sơ đồ minh họa chi tiết: Trong hệ thống này sử dụng điều khiển chỉnh lưu PWM là phương pháp VOC, còn phần nghịch lưu sử dụng phương pháp điều khiển trực tiếp mô men (DTC). Sơ đồ mô phỏng toàn hệ thống dùng phần mềm PLECS chạy Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 68 trong MATLAB, được biểu diễn trên hình 3-15, và các sơ đồ biểu diễn các khối trong hình 3-15 được minh họa trên các hình vẽ từ 3-16 đến 3-25. Hình 3-15: Sơ đồ mô phỏng hệ biến tần 4Q - Động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc điều khiển theo VOC - DTC 750 v_dc_ref t1 t i_vsi 100 i_ref reactive v _ref v _dc i_ref Voltage control U/i_in RRF->3ph Phi enable m v _dc pulses PWM In1 In2 In3 Out1 Out2 Out3 Out4 Inv_motor -K- Gain In1Out1 Fan_model Enable control1 Enable control 0 Display1 0 Display Demux i_ref i m Current control pulses s_abc T_m s_BC i_v si i_s m v _dc u_in PLECS Circuit Circuit 3ph->RRF Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 69 pulses a b c + - phase + - g a t e phase + - g a t e phase + - g a t e phase + - gate g(u) g(u): u>0 g(u) g(u): u<0 IGBT1 IGBT2 Hình 3-17: Triển khai chi tiết khối IGBT Converter Hình 3-16: Triển khai chi tiết khối PLECS Circuit V: 325 w : 2*pi*50 pulses 1 A A A i_vsi 1 L: 0.01 2-Level IGBT Converter C1 V A A A s_abc 2 T_m 3 i_s 2 m 3 v_dc 4 R: 5 s_BC 4 Tm m ASM V u_in 5 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 70 Hình 3-18: Thông số động cơ ASM Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 71 Hình 3-19: Mô tả toán học động cơ ASM Tm m Llsa Llsb Llsc Rsa Rsb Rsc Lma A isa A isb Lmb Lmc Llra' Llrb' Llrc' Rra' Rrb' Rrc' A ira' A irb' vra' vrb' vrc' ira Vvrab Vvrbc irb f(u) sin(th) f(u) cos(th) f(u) cos(th-2/3*pi) f(u) cos(th+2/3*pi) A irb'1 cos 0-+ v rab v rbc co s th v ra' v rb' v rc' vrabc'<-vrab,vrbc ira' irb' irc' co s th ira irb subsystem A isc vxa vxb vxc isa isb isc ira irb irc wm vx a vx b vx c subsystem1 f(u) ids f(u) iqs f(u) idr f(u) iqr ira,irb,sin,cos isa,isb ids,iqs,idr,iqr f(u) Te<- T J F A->w m w m-> 1 Athetamf(u) Te-TmTe,Tm f(u) p*thetam f(u) ->phid f(u) ->phiq w m,th,Te,phids,phiqs 1 pulses m s Symmetrical PWM Scale Modulation Index Product1 1 Minimum max MinMax 1/2 Gain m m' 3-Phase Overmodulation 3 v_dc 2 m 1 enable Hình 3-20: Khối điều khiển PWM Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 72 1 m -C- v_N 10 P 1 s Integrator 1000 I K*u Decoupling Enable 2 i 1 i_ref Hình 3-21: Khối Current Control 1 i_ref Saturation 1 P 1 s Integrator 20 I Enable 2 v_dc 1 v_ref Hình 3-22: Khối Voltage Control Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 73 Hình 3-23: Khối Inv_Motor 4 Out4 3 Out3 2 Out2 1 Out1 Step delta_wT_ref Speed Control Mechanical Magnetic Electrical T_ref i_s v _dc s_abc Direct Torque Control Demux Break Chopper Control Enable 3 In3 2 In2 1 In1 Hình 3-24: Khối Inv_Motor/ Direct Torque Control 1 s_abcZ-Tab Torque Control f(u) Torque 0.5866 Stator Resistance Phase Voltages NOT [2*4.02] IC Psi Sector(Psi) Flux Sector Flux Reference Flux Control 1 s Flux 0.5 f(u) Abs 3 v_dc 2 i_s 1 T_ref Hình 3-25: Khối Inv_Motor/ Speed Control 1 T_ref Torque Limiter Sum Product 100 P 1 s Integrator 1000 I In1 In2 Out Anti Reset-Windup 1 delta_w Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 74 3.5.2. Các kết quả mô phỏng Thực hiện mô phỏng hệ thống với giả thiết tại t = 0 bắt đầu cấp nguồn xoay chiều vào bộ biến tần và kích hoạt sự hoạt động của chỉnh lưu PWM. Tại t = 1,25s tác động giảm tốc độ đặt một lượng 10rad/s. Các kết quả mô phỏng được biểu diễn trên các hình 3-26, đến 3-27. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 75 Hình 3-26a. Đồ thị tốc độ của Cabin thang máy 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 x 10 6 -5 0 5 10 15 20 25 30 Hình 3-26b. Đồ thị tốc độ của Cabin thang máy Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 76 Hình 3-27a. Đồ thị mô men của Cabin thang máy 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 x 10 6 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 Hình 3-27b. Đồ thị mô men của Cabin thang máy Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 77 3.4. Kết luận: Hệ truyền động biến tần - động cơ không đồng bộ sử dụng biến tần 4Q với chỉnh lưu PWM đáp ứng được đòi hỏi về điện áp một chiều đầu ra theo yêu cầu. Ngoài ra sử dụng chỉnh lưu PWM cho phép thực hiện được quá trình trao đổi năng lượng hai chiều giữa tải và nguồn, giảm đáng kể sóng hài bậc cao trong dòng điện lưới, tăng hiệu suất. Vì vậy, mặc dù giá thành của loại biến tần này cao gấp đôi so với biến tần thông thường nhưng với hệ truyền động này, đặc biệt là khi ứng dụng vào các hệ thống thang máy, máy bơm, quạt gió,… là rất phù hợp. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 78 TÀI LIỆU THAM KHẢO 1 Trần Khánh Hà (1997), Máy điện tập 1, Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật, Hà Nội 2 Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn, Phạm Quốc Hải, Dương Văn Nghi (2002), Tự động điều chỉnh truyền động điện, Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật, Hà Nội 3 Vũ Gia Hanh, Phan Tử Thụ (1992 – Biên dịch), Máy điện, Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật, Hà Nội 4 Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn (2007), Cơ sở truyền động điện, Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật, Hà Nội 5 Nguyễn Phùng Quang (1969), Điều khiển tự động truyền động điện xoay chiều ba pha, Nhà xuất bản Giáo dục, Hà Nội. 6 Nguyễn Phùng Quang (2003) MATLAB & Simulink dành cho kỹ sư điều khiển tự động, Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật, Hà Nội.