Ứng dụng của điều chế OFDM trong kỹ thuật viễn thông

ymbol tương ứng với log2 (M) với M là số các điểm trong chòm sao. Do vậy 256 - QAM truyền 8 bit trong một Symbol. Mỗi từ dữ liệu được ánh xạ vào một vị trí IQ duy nhất trong chòm sao. Vecto phức hợp thành I + JQ tương ứng với biên độ và pha argrument (I + JQ) với J = Việc tăng số điểm trong các chòm sao không thay đổi dải thông truyền, do vậy việc dùng sơ đồ điều chế với nhiều điểm trong chòm sao không thay đổi dãi thông truyền do vậy việc dùng sơ đồ điều chế với nhiều điểm chòm sao sẽ cho phép cải thiện hiệu quả phổ (hoặc hiệu suất băng thông). Ví dụ 256 _ QAM cho hiệu quả phổ (lý thuyết) là 8b/s/Hz của BPSK. Tuy nhiên số điểm trong giản đồ chòm sao càng lớn bao nhiêu thì việc giải quyết chúng ở máy thu càng khó bấy nhiêu. Đó là vì do các vị trí IQ được đặt càng gần nhau nên chỉ cần một giá trị nhỏ nhiễu là có thể gây ra lỗi truyền. Điều này dẫn đến sự dung hoà trực tiếp giữa dung sai nhiễu và hiệu quả phổ của sơ đồ điều chế , đã được tổng kết trong lý thuyết thông tin Shanon. Lý thuyết này phát biểu rằng thông tin cực đại của kênh C có băng thông W với công suất tín hiệu S bị xáo trộn bởi nhiễu trắng có công suất trung bình N thì được xác định theo công thức. (4.7.1a) Hiệu quả của kênh là phép số bit được truyền trong một giây trong mỗi Hz băng thông. Do vậy hiệu quả SE được tính theo công thức: (4.7.1b) Ở đây cả tín hiệu nhiễu được tính trên thang tuyến tính, hiệu quả phổ được đo bằng b/s/Hz. 4.7.2. SO SÁNH TRUYỀN OFDM VỚI TRUYỀN SÓNG MANG ĐƠN BER của hệ thống OFDM thì phụ thuộc vào nhiều yếu tố như: Sơ đồ điều chế được sử dụng, giá trị multipath và mức nhiễu trong tín hiệu. Tuy nhiên nếu chúng ta xem xét chỉ tiêu kỹ thuật của OFDM với nhiễu Gauss trắng cộng với AWGN thì chỉ tiêu của OFDM chính xác giống như chỉ tiêu kỹ thuật của hệ thống truyền sóng mang đơn và sóng mang này được điều chế và giữ liệu truyền. Sau đó vecto được phát đi này đựơc cập nhập ở đầu của mỗi symbol đối với truyền thống mang đơn là rất cao. Trong khi đó đối với tín hiệu OFDM tốc độ này thấp hơn N lân với N là số tải phụ được sử dụng. Tốc độ Symbol thấp hơn này cũng làm ÍI thấp đi. Ngoài ra hệ thống OFDM còn dùng khoảng bảo vệ ở đầu mỗi Symbol . Khoảng bảo vệ này loại bỏ ÍI bấy kỳ thấp hơn chiều dài của nó. Nếu khoảng bảo vệ là đủ dài thì tất cả ISI có thể bị loại bỏ. Truyền lan multipath dẫn đến fadinh chọn lọc tần số làm giảm các phụ tải riêng. Do vậy hầu hết các hệ thống OFDM dùng sửa lỗi tiến FCC để có thể khôi phục những tải phụ bị suy giảm nhiều. Trong khi chỉ tiêu kỹ thuật của truyền sóng mang đơn bị suy giảm nhanh khi có multipath. 4.7.3. CÁC GIỚI HẠN ĐIỀU CHẾ CỦA HỆ THỐNG Hầu hết hệ thống thông tin di động hiện nay như GSM, IS - 95 và các hệ thống thế hệ thứ 3 chỉ dùng các sơ đồ điều chế có độ dung sai nhiễu cao như BPSK, QPSK hoặc tương đương, điều này dẫn đến hiệu quả phổ thấp nhưng hệ thống mạnh khoẻ. Các hệ thống này dùng các sơ đồ điều chế cố định do cần đạt SNR cao. Tốc độ symbol của hệ thống sóng mang đơn phải cao nếu muốn có đựơc tốc độ bit cao. Kết quả là hệ thống, ví dụ GSM đòi hỏi cân bằng phức tạp (đến 4 chu kỳ symbol) để khắc phục truyên lan nhiều đường. Các hệ thống GSM được thiết kế để khắc phục độ trễ cực đại tới 15m, tương đương với độ trễ mẫu được thử nghiệm ở khoảng cách truyền từ 30 - 35km. Tốc độ symbol của GSM là 270KHz tương ứng với chu kỳ symbol 3.7, như vậy ISI được gây ra bởi multipath trải dài trên 4 chu kỳ symbol. Điều này có thể phá huỷ hoàn toàn thông tin truyền đi, nhưng nó được khôi phục trong thực tế nhờ dùng cân bằng thích nghi thức. Mặc dù điều này làm việc tốt cho các sơ đồ sử dụng cho các hệ thống GMSK (Gausian Minimum Shift Keying) như đã được sử dụng cho các hệ thống GSM, việc áp dụng nó thành công cho các sơ đồ điều chế cao hơn là khó khăn vì các lỗi sở tại trong cân bằng sẽ gây tỷ lệ lỗi cao. Trong các hệ thống DS-CDMA vấn đề không bị giới hạn chủ yếu cho multipath, mà bởi can nhiễu giữa những người sử dụng. Các hệ thống DS-CDMA tận dụng một thực tế là bằng việc trải rộng thông tin của người dùng trên một băng thông rộng sẽ cho phép nhiều người sử dụng truyền tín hiệu ở cùng một tần số. Mỗi một trong các người sử dụng này trải rộng thông tin bằng một cách nhân nó với một dãy giả ngẫu nhiên tốc độ cao dau nhất PRS (Preudo Random Sequence). Ở máy thu tín hiệu từ mỗi người sử dụng được trích ra bằng cách nhân tín hiệu tới với cùng PRS giống hệt vậy và tích phân trên chu kỳ symbol thông tin. Tuy nhiên quá trình này là không trực giao trong kết nối ngược làm cho các người sử dụng xuất hiện như nhiễu đối với nhau. Thông lượng kênh của hệ thống là cực đại khi số người sử dụng là cực đại, dẫn đến mức nhiễu rất cao, điều này làm cho hệ thống mẫu cần hoạt động với tỷ số năng lượng trong môt jbit/nhiễu ERNR (Energy per Bit to Noise Ratio) là khoảng 5-8 dB sau giải điều chế có hiệu quả phổ cao vì SNR là quá thấp. OFDM thì nó lại khác vì nó giảm thiểu cả hai ảnh hưởng này. Multipath bị giảm thiểu bằng cách dùng tốc độ symbol thấp và dùng khoảng bảo vệ. Cân bằng kênh có thể được thực hiện dễ dàng bằng cách dùng các symbol pilot hoặc các tone pilot. Dạng cân bằng này là chính xác và dẫn đến lỗi tại chỗ cực tiểu, như vậy cho phép SNR trung bình cao. Ngoài ra, những người sử dụng trong OFDM được duy trì trực giao với nhau nhờ dùng ghép kênh theo thời gian hạơc ghép kênh theo tần số đồng bộ, giảm thiểu can nhiễu giữa những người sử dụng. Cả hai ưu điểm này có nghĩa rằng SNR kênh hiệu quả cao có thể được duy trì thậm chí trong môi trường nhiều người sử dụng multipath. Tiềm năng này cho SNR cao có nghĩa rằng các sơ đồ điều chế bậc cao có thể được sử dụng trong các hệ thống OFDM, cho phép cải thiện hiệu quả phổ của hệ thống. Hơn nữa mỗi tải phụ có thể được phân một sơ đồ điều chế khác nhau dựa trên các điều kiện kênh thực tế đó được. Các phép đo này có thể đạt được dễ dàng như một phần của bước kênh cân bằng kênh, cho phép các tải phụ được phân phối động các sơ đồ điều chế dựa trên SNR của mỗi tải phụ. Những sự thay đổi SNR này xuất hiện do can nhiễu, khoảng cách truyền, fading chọn lọc tần số... Kỹ thuật này được biết như điều chế thích nghi. Các tải phụ với SNR thấp có thể được phân phối dùng BPSK (1b/s/Hz) hoặc để không truyền dữ liệu. CÁc tải phụ SNR cao có thể truyền các sơ đồ điều chế cao như 256-QAM (8b/s/Hz), cho phép công suất hệ thống cao hơn. Việc phân phối điều chế linh hoạt trong OFDM cho phép chúng được tối ưu các điều kiện thực tế của địa phương, hơn là dùng sơ độ điều chế thấp để đảm bảo hệ thống hoạt động trong các điều kiện xấu nhất. 4.7.4. Mã Gray Giản đồ IQ chơ sơ đồ điều chế chỉ ra vecto truyền cho tất cả các liên hợp từ dữ liệu. Mỗi liên hợp từ dữ liệu phải được phân phối một vecto IQ duy nhất. Mã Gray là một phương pháp cho sự phân phối này, sao cho các điểm cạnh tranh nhau trong vòm sao chỉ khác nhau một bit đơn. Mã này giúp giảm thiểu tỷ lệ lỗi bit toàn bộ vì nó giảm cơ hội nhiều lỗi bit xảy ra từ một lỗi symbol đơn. Hình Mã Gray cho 16 - PSK. Mã Gray có thể được sử dụng cho tất cả các sơ đồ điều chế PSK (QPSK, 8 - PSK, 16 - PSK...) và QAM (16 - QAM, 256 - QAM...) Decimal Gray Coding Decimal Gray Coding 0 0,0,0,0 8 1,1,0,0 1 0,0,0,1 9 1,1,0,1 2 0,0,1,1 10 1,1,1,1 3 0,0,1,0 11 1,1,1,0 4 0,1,1,0 12 1,0,1,0 5 0,1,1,1 13 1,0,1,1 6 0,1,0,1 14 1,0,0,1 7 0,1,0,0 15 1,0,0,0 Hình 4.7.4h1 Giản dồ IQ của 16 - PSK khi dùng mã Gray. Mỗi vị trí IQ liên tiếp chỉ thay đổi một bit đơn. Hình 4.7.4.h2: Giản đồ IQ cho các dạng điều chế được sử dụng trong mô phỏng OFDM 4.7.5. Điều chế kết hợp Điều chết kết hợp được thực hiện bằng việc truyền các vecto dữ liệu chùm sao IQ với các góc pha tuyệt đối, có nghĩa là nếu BPSK được sử dụng thì 00 và 1800 sẽ được truyền. Ở phía thu thì máy thu phải so sánh góc pha thu được với 00 hoặc 1800. Những sự quay pha và thay đổi tỷ lệ biên độ (quan trọng với QAM) sẽ làm tăng tỷ lệ lỗi hoặc có thể phá huỷ hoàn toàn thông tin. Có thể khắc phục vấn đề này nhờ dùng cân bằng kênh để loại bỏ sự thay đổi tỉ lệ biên đôộcủa kênh trước khi giải điều chế. Có thể do sự quay pha của kênh và thay đổi tỷ lệ biên đôộcủa kênh nhờ dùng symbol pilot và các tone pilot có chứa vecto phát IQ đã biết. Trong kênh tĩnh không có chuyển dịch đáp tuyến kênh sẽ là côốđịnh nên cứ mỗi lần phép đo và sửa được thưự hiện thì dữ liệu sẽ được truyền một cách tin cậy. Tuy nhiên trong hầu hết các ứng dụng kênh vô tuyến là không tĩnh. Khi đó fading chọn lọc tần số sẽ gây ra suy giảm hoàn toàn trong phổ cứ mỗi lần chuyển dịch là xấp xỉ độ dài sóng, làm cho đáp tuyến kênh thay đổi nhanh trong khi di chuyển. Việc thay đổi kênh yêu cầu phải được cập nhật liên tục trong cân bằng kênh, do vậy các symbol pilot và các tone phải được cài sẵn khi truyền. Số tín hiệu pilot càng lớn thì tốc độ thay đổi kênh càng nhanh, tuy nhiên điều này cũng làm giảm hiệu suất sử dụng kênh. 4.7.6. Điều chế pha vi sai Một phương pháp khác cho điều chế tải phụ là gửi dữ liệu vi sai. Thay cho việc gửi các symbol độc lập với nhau, người ta chỉ gửi đi những sai khác giữa các vecto symbol. Khoá dịch pha vi sai DPSK (Differential Phase Shift Keying) là một phương pháp chung nhất cho việc gửi thông tin vi sai. Thay cho việc ánh xạ dữ liệu vào các góc pha tuyệt đối như trong trường hợp điều chế kết hợp. DPSK ánh xạ dữ liệu vào hiệu pha giữa các symbol. Pha được truyền đi tương ứng với tổng tích luỹ của các hiệu pha. Ví dụ đối với QPSK vi sai mỗi symbol truyền 2 bit thông tin tương ứng với 4 hiệu pha khác nhau. Bảng 3,2 (b) chỉ ra giản đồ IQ cho QPSK kết hợp D-QPSK có giản đồ IQ giống hệt ngoại trừ rằng mỗi liên hợp dữ liệu tương ứng với một hiệu pha. Phương pháp rõ ràng nhất để phân phối các liên hợp từ cho các hiệu pha là ánh xạ tuyến tính một liên hợp từ nhị phân cho một hiệu pha tuyến tính như mô tả hình 3.3. Ví dụ nếu dữ liệu cần truyền là {1,0,1,1,0,1 0,1} thì vi sai sẽ là {1800.2700, 00, 900}. Như vậy nếu pha ban đầu là 0 thì pha sẽ được truyền sẽ là: {1800, (1800 + 2700} = 900, (900 + 00) = 900, (900 + 900) = 1800} Trong kênh có nhiều các lỗi pha có thể làm cho pha thu được có thể nằm gần hơn với các liên hiệp hiệu pha sau hoặc trước đó, gây ra lỗi symbol. Số bit lỗi phụ thuộc vào sự ánh xạ từ dữ liệu. Ánh xạ tuyến tính là không tối ưu vì nó bị bao bọc lỗi từ 2700 đến 00, gây ra lỗi bit kép (1,1) đến (0,0). Nhờ dùng mã Gray số lỗi bit có thể bị giảm với giả sử rằng các liên hiệp hiệu pha rất gần với nhau, chỉ khác nhau một bit trong từ dữ liệu. Từ dữ liệu Sai pha (ánh xạ tuyến tính) Sai pha (Mã Gray) 0,0 00 00 0,1 900 900 1,0 1800 2700 1,1 2700 1800 Hình 4.7.6 h1 Ánh xạ pha cho QPSK vi sai. Bảng này chỉ ra hai tuỳ chọn để phân các liên hợp từ dữ liệu cho hiệu pha được truyền đi. Điều chế vi sai có ưu điểm là loại bỏ sự quay pha của kênh loại bỏ sự cần thiết phải cân bằng kênh bổ sung. Hơn nữa, sự theo dõi pha của kênh sẽ được cập nhật hiệu quả ở tốc độ symbol, do vậy có thể theo dõi kênh rất nhanh. Kết quả là điều chế vi sai kết hợp cho thông tin di động. Nhược điểm của điều chế vi sai là có thể sử dụng ít sơ đồ điều chế, đòi hỏi tỉ số tín hiệu/nhiễu cao hơn 3 dB so với điều chế kết hợp. Pha của Symbol đầu ra tương ứng với hiệu pha giữa các symbol hiện tại và trước đó và kết quả là nhiễu symbol được tăng gấp đôi (giảm chỉ tiêu khoảng 3dB) so với nhiễu pha của symbol đơn (như được dùng trong điều chế kết hợp). 4.7.7. Vi sai QAM Các đồ thị biểu diễn BER như là hàm của tỉ số năng lượng trong một bit/nhiễu EBNR (Energy per Bit to Noise Ratio). Đó là phép đo hiệu quả năng lượng của sơ đồ điều chế. Nếu cần có EBNR cao hơn để truyền dữ kiện đối với sơ đồ điều chế đã cho thì có nghĩa là cần nhiều năng lượng hơn để truyền mỗi bit. Các sơ đồ điều chế hiệu quả phổ thấp như BPSK và QPSK đòi hỏi EBNR (Energy per bit to Noise Ratio) thấp và do vậy hiệu quả năng lượng cao hơn. Đối với một hệ thống bị hạn chế về mặt công suát với băng thông không bị giới hạn, có thể đạt dữ liệu cực đại nhờ dùng BPSK hoặc QPSK. Tuy nhiên trong các ứng dụng mà băng thông có sẵn bị hạn chế thì tốt đôộdữ liệu đạt cực đại nhờ dùng các sơ đồ điều chế hiệu quả hơn như 256-QAM. Các giản đồ hình 4.7.7h chỉ ra mối quan hệ BER theo SNR tính từ EBNR. SNR cho mỗi dạng điều chế khi tính tới số bit trong một symbol và do vậy công suất tín hiệu tương ứng với năng lượng/bit nhân với số bit /symbol. Trên thang logarith SNR có thể tính theo EBNR theo công thức: SNR = 10log10 (Nb) + EBNRdB Với SNR tính bằng dB, Nblà số bit /symbol với sơ đồ điều chế đã cho và EBNRdB là EBNR tính bằng bB. Ví dụ đối với 256-PSK số bit/symbol là 8 do đó SNR là 10log 10(8)+EBNR = 40dB thì SNR là 49dB. a)BPSK ,QPSK ,8-QAM , 32-QAM ,64-QAM Chú ý : BPSK và QPSK có cùng hình biểu diễn EBNR Hình 4.7.7 h1 : Các đồ thị biểu diễn BER theo EBNR để chọn lựa các sơ đồ điều chế OFDM .Số tương ứng với mỗi đường chỉ ra sơ đồ điều chế. b) 128-QAM ,256-QAM ,512-QAM ,1025-QAM ,2048-QAM ,4096-QAM c) 8-PSK ,16-PSK , 32-PSK ,64-PSK ,128-PSK ,256-PSK d) D-BPSK ,D-QPSK ,D-16QAM ,D-64QAM ,D-256QAM ,D-1024QAM ,D-4096QAM e. D-8PSK, D-16PSK, D-32PSK, D-64PSK, D-128PSK, D-256 PSK Các đồ thị biểu diễn BER theo EBNR để chọn lựa các sơ đồ điều chế OFDM. Số tương ứng của mỗi đường chỉ ra sơ đồ điều chế. Ví dụ như các số 8,16,32 có nghĩa là D-8PSK, D-16PSK và D-32PSK với D là vi sai. Hình 4.7.7.h2 cho sự so sánh giữa tất cả các sơ đồ điều chế được mô phỏng. Nó chỉ ra SNR cần thiết cho BER cố định là 1.10-5. QAM kết hợp đòi hởi SNR nhỏ nhất, trong khi PSK vi sai là xấu nhất. Nó cũng chỉ ra giới hạn Shannon, biểu diễn SNR thấp nhất có thể đối với hiệu quả phổ khi thông tin không lỗi. Đối với BER đã cho QAM kết hợp xấu hơn giới hạn Shannon khoảng 7.5dB. Đối với QAM SNR cần thiết đối với BER cố định tăng khoảng 3dB đối với mỗi b/s/Hz trong hiệu quả phổ điều này phù hợp với cùng độ dốc như giới hạn Shannon. Trong khi đó với PSK SNR cần thiết tăng khoảng 6bB cho mỗi b/s/Hz bổ sung, có nghĩa là thông lượng kênh của các kỹ thuật điều chế PSK xấp xỉ bằng mộ nửa của QAM với cùng SNR. Hiệu xuất thấp của PSK là do hậu quả không dùng hết không gian vectơ IQ, PSK chỉ dùng góc pha để biến đổi thông tin làm ngơ biên độ. QAM dùng cả biên độ pha để truyền tải thông tin do vậy nó hiệu quả hơn PSK. Hình 4.7.7.h2: SNR cần thiết để duy trì BER < 1.10-5 đối với tất cả các sơ đồ điều chế mô phỏng. Các đồ thị cũng chỉ ra giới hạn Shannon. Chú ý rằng độ dốc của QAM là 3dB trên 1b/s/Hz, trong khi đó đối với PSK là 6dB. 4.8. Ảnh hưởng của méo tới OFDM Tín hiệu OFDM có công suất đỉnh cao so với công suất trung bình của nó và đó là vấn đề phải để ý tới. Khi sóng mang RF được điều chế với tín hiệu OFDM thì điều này sẽ dẫn tới sự thay đổi tương tự của đường bao sóng mang. Từ đó dẫn tới yêu cầu là tín hiệu phải được khuyếch đại và truyền đi trong cách tuyến tính. Việc duy trì độ tuyến tính cao ở mức công suất cao là rất khó khăn, do vậy hầu hết méo trong truyền vô tuyến thường xảy ra trong bộ khuyếch đại công suất của máy phát. Ngoài ra còn có thể có méo bổ sung trong máy thu nếu có được thiết kế không hợp lý. Tuy nhiên nhìn chung việc duy trì mức méo trong máy thu ở mức thấp nhất thì dễ hơn là duy trì nó trong máy phát. Méo trong máy phát gây ra mọi vấn đề trong chuỗi truyền dẫn, vì nó có thể dẫn đến mở rộng phổ, gây can nhiễu cho các hệ thống bên cạnh tần số RF. Do lý do này chỉ cần xem xét ảnh hưởng của méo trong máy phát. Tính phi tuyến trong truyền dẫn, dẫn đến hai sản phẩm méo chủ yếu, méo điều chế tương hỗ IMD (Inter - Modulation Distortion) và các hài. Các hài là các thành phần tần số ở X lần tần số sóng mang RF với X là số nguyên. Ví dụ nếu tần số sóng mang RF với X là số nguyên. Ví dụ nếu tần số sóng mang là 900 Mhz thì các hài sẽ xảy ra ở 1800 Mhz, 2.7 Ghz... có thể dễ dàng loại bỏ các hài nhờ bộ lọc băng thấp tương đối đơn giản ở đầu ra máy phát. IMD gây nhiều vấn đề hơn vì nó dẫn đến các thành phần méo, cả ở trong băng tần và ngoài băng tần nhưng gần với tần số truyền dẫn chính. Các thành phần này là kết quả của sự trộn giữa mỗi thành phần hài của hệ thống, và sự trộn kế tiếp giữa các sản phẩm IMD. CÁc thành phần trong băng tần tạo thành nhiễu cộng với tín hiệu OFDM ở máy thu, làm giảm SNR của hệ thống, thậm chí ngay cả khi không có nguồn nhiễu khác. Các thành phần ngoài băng trải rộng tín hiệu theo tần số, gây can nhiễu với các tín hiệu thông tin vô tuyến khác trong các băng tần bên cạnh. Thậm chí nếu tín hiệu được hạn chế băng thông hoàn thiện trước khi đưa tới bộ khuyếch đại công suất máy phát, mở rộng phổ sẽ xảy ra nếu bộ khuyếch đại công suất, tuy nhiên sự giảm này là không nhiều vì các bộ lọc băng thông hoạt động ở tần số RF thường có đặt tuyến không thật tốt. Hình 4.8h1: Ảnh hưởng của méo do 2 tín hiệu tone (gồm các hài và IDM) Để giảm méo phi tuyến phải chọn điểm làm việc phù hợp trong dặc tuyến vào ra của bộ khuyếch đại công suất back off OBO (Output power back off). Trong truyền dẫn OFDM dùng điều chế QPSK OBO là khoảng 2-3 bB vì QPSK là sơ đồ điều chế rất mạnh khoẻ, chống lại được ảnh hưởng của méo. Các sơ đồ điều ché có hiệu suất băng thông cao hơn (ví dụ 16 QAM, 256-QAM...) nhạy cảm hơn với méo ì chúng yêu cầu SNR ì chúng yêu cầu SNR hiệu dụng cao hơn. Ví d5 16-QAM OBO là 16 dB, với 64-QAM là khoảng 10dB. 4.8.1. Mô hình hoá méo Méo là do tính phi tuyến của hệ thống. Nó cũng phụ thuộc vào dạng sóng của tín hiệu và mức công suất của nó. Tín hiệu có tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình cao sẽ có chiều hướng có các đỉnh hoạt động gần phạm vi cực đại của bộ khuyếch đại hơn sóng hình sinc, với cùng một công suất trung bình. Giá trị méo phụ thuộc vào phân bố đường bao tín hiệu cũng như dạng phi tuyến của bộ khuyếch đại. Do vậy việc so sánh phân tích méo của một dạng tín hiệu so với một dạng khác là một việc khó. Có một cách để giảm ảnh hưởng của méo phi tuyến trong bộ khuyếch đại công suất máy là dùng tiền méo (predistorsion) có nghĩa là làm méo tín hiệu trước khi đưa vào bộ khuyếch đại công suất theo cách sao cho triệt méo do bộ khuyếch đại gây ra. Tiền méo bằng việc thay đổi baseband bằng việc thay đổi biên độ và pha của dạng sóng thời gian. Dạng tiền méo chung nhất phản hồi từ đầu ra bộ khuyếch đại công suất. Tuy nhiên nó không thể ngăn ngừa méo do sự xén bớt (hoặc cắt: clipping) tín hiệu ở các mức công suất cao, do công suất đỉnh bị giới hạn của bộ khuyếch đại thực tế bất kỳ. Hình 4.8.1 h là mô hình hoá méo đầu ra, đầu vào. Đó là một mô hình tuyến tính toàn diện của một bộ khuyếch đại có công suất giới hạn. Ta thấy có sự cắt công suất tín hiệu, do vậy gây ra méo. Hình 4.8.1h: Đồ thị đầu ra/đầu vào. Đó là một mô hình tuyến tính toàn diện của bộ khuyếch đại có công suất giới hạn. Một phương pháp để đánh giá việc dùng hiệu quả phổ khuyếch đại công suất đầu ra là back off công suất ra OBO, được định nghĩa như: Với Psat là công suất bảo hoà của bộ khuyếch đại và P0 là công suất tín hiệu đầu ra trung bình. Thường mong muốn hoạt động ở OBO thấp để có thể dùng công suất ra cao. Tuy nhiên điều này có thể dẫn đến méo quá mức làm giảm tín hiệu và tăng sự mở rộng phổ. OBO được đo dựa trên công suất trung bình của tín hiệu sau khi cắt, làm cho việc xác định trực tiếp giá trị cắt cần thiết cần áp dụng cho tín hiệu đầu vào là khó khăn. Giá trị cắt cần thiết thay đổi phụ thuộc vào phân bố biên độ tín hiệu. Để khắc phục, cần dùng igải pháp đo nhiều lần và tính giá trị trung bình đáp ứng OBO yêu cầu. Đối với các bộ khuyếch đại thực tế chỉ tiêu kỹ thuật của hệ thống bị giảm thậm chí trước khi công suất tín hiệu đạt mức công suất cắt. 4.8.2. Mở rộng phổ do cắt méo Hình 4.8.2.h1: Phổ của tín hiệu OFDM cắt méo. Tín hiệu OFDM có 100 tải phụ, có băng thông giới hạn khi dùng lọc FIR trước khi méo được áp dụng. Tín hiệu OFDM được lọc bằng thông bởi bộ lọc FIR trước khi cắt méo. Điều này được làm để loại bỏ các búp sóng biên OFDM sao cho có thể dễ dàng nhìn thấy mở rộng phổ do cắt méo gây ra. Can nhiễu ngoài băng tăng khi OBO giảm, dẫn đến nhiễu ngoài băng đáng kể đối với OBO thấp hơn 8dB. Cũng có thể thấy rằng can nhiễu ngoài băng giảm chậm khi cách xa khỏi tần số trung tâm hình 4.8.2 h2 biểu diễn sự gia tăng mở rộng phổ đối với tín hiệu OFDM có 100 tải phụ (hay 100% băng thông hệ thống). Kết quả thứ hai là cách 200 khoảng cách tải phụ (hay 25% hệ thống). Nhiều thử nghiệm khác đã được làm để tìm ra ảnh hưởng của sự thay đổi số tải phụ. Các thử nghiệm đó cũng đã chứng tỏ rằng các kết quả đó hầu như phụ thuộc vào số tải phụ của hệ thống. Hình 4.8.2.h2: Sự gia tăng mở rộng phổ như hàm của OBO. Méo này được gây ra do cắt tín hiệu. 4.8.3. SNR hiệu dụng từ cắt méo Hình 4.8.3.1. Mô tả SNR hiệu dụng của truyền dẫn OFDM có cắt méo. Số sóng mang có ảnh hưởng tương đối nhỏ tới các kết quả. Các nghiên cứu khác cũng chỉ ra rằng ảnh hưởng của cắt méo hầu như không phụ thuộc vào số tải phụ trong tín hiệu OFDM. Hình 4.8.3 SNR hiệu dụng của truyền dẫn OFDM theo OBO với 8,64 và 512 tải phụ. 4.9. Ảnh hưởng của lỗi đồng bộ thời gian OFDM chịu được các lỗi thời gian vì có bảo vệ giữa các khoảng Symbol. Đối với kênh không có multipath, lỗi lệch thời gian có thể bằng độ dài khoảng bảo vệ mà không làm mất tính trực giao, chỉ có sự quay pha trong các tải phụ. Sự quay pha được sửa như một cần bằng kênh do vậy không dẫn đến suy giảm chỉ tiêu kỹ thuật vì một phần của symbol mà biến đổi nhanh của Fourier FFT được áp dụng sẽ chứa một phần symbol bên cạnh dẫn đến can nhiễu giữa các symbol. Hình 4.9 mô tả SNR hiệu dụng của OFDM như là hàm của lỗi lệch thời gian. Điểm không về thời gian được tính so với phần FFT của Symbol. Độ lệch thời gian dương dẫn đến một phần của symbol tiếp theo nằm trong FFT. Do khoảng bảo vệ là sự mở rộng tuần hoàn của Symbol nên sẽ không có ISI. Trong kênh phân tập độ dài khoảng bảo vệ bị giảm bởi độ trễ của kênh, dẫn đến giảm tương ứng lỗi lệch thời gian cho phép. Gốc thời gian tính từ điểm phần đầu FFT của Symbol, ngay sau khoảng bảo vệ. Lỗi thời gian dương có nghĩa rằng FFT trong máy thu nhận một phần của symbol tiếp theo; lỗi thời gian âm có nghĩa là máy thu nhận được khoảng bảo vệ. Hình 4.9h: SNR hiệu dụng của tín hiệu OFDM với lỗi lệch thời gian khi dùng khoảng bảo vệ là 40 mẫu. 4.10. Ảnh hưởng của lỗi đồng bộ tần số OFDM thì nhạy cảm với sự lệch tần số là ảnh hưởng tới chỉ tiêu kỹ thuật. Việc giả điều chế tín hiệu OFDM có lệch tần có thể dẫn tới tỉ lệ lỗi bit cao. Điều này gây ra bởi mất tính trực giao tải phụ dẫn tới can nhiễu giữa các sóng mang ICI (inter-Carrier Interference) và chậm sửa quay pha các vecto dữ liệu thu được. Các lỗi tần số thường xảy ra do hai nguyên nhân chính. Đó là các lỗi của bộ dao động tại chỗ và tần số Doppler. Sự sai khác bất kỳ về tần số của bộ dao động nội máy phát và máy thu sẽ dẫn đến độ lệch về tần số, tuy nhiên các lỗi tại chỗ làm cho chỉ tiêu kỹ thuật hệ thống giảm. Sự dịch chuyển máy phát so với máy thu dẫn tới độ dịch Doppler trong tín hiệu. Điều này xuất hiện như độ lệch tần số cho truyền trong không gian tự do. Độ lệch này như một phần của bù bộ dao động tại chỗ. Một vấn đề khó khăn hơn là sự mở rộng Doppler do sự dịch chuyển của máy phát hoặc máy thu trong môi trường multipath. Sự mở rộng Doppler được gây ra bởi tốc độ tương đối khác nhau cảu mỗi một trong các thành phần multipath bị phản xạ, làm cho tín hiệu bị điều chế theo tần số. Sự điều chế FM trên các tải phụ có khuynh hướng ngẫu nhiên vì một số lớn phản xạ multipath xảy ra trong các môi trường điển hình. Việc bù mở rộng Doppler này là khó, dẫn đến giảm tín hiệu. Hình 4.10h mô tả ảnh hưởng của lỗi tần số SNR hiệu dụng của OFDM khi dùng điều chế QAM kết hợp. Một độ lệch tần số bất kỳ dẫn đến sự quay pha liên tục tất cả các vectơ tải phụ thu được. Độ lệch tần càng lớn thì sự quay pha càng lớn. Nếu đặc trưng kênh chỉ được thực hiện ở đầu của mỗi frame thì các lỗi tần số không được giải quyết sẽ dẫn tới giảm chỉ tiêu kỹ thuật theo thời gian. Symbol đầu tiên sau khi bù kênh sẽ có SNR hiệu dụng cực đại, SNR hiệu dụng sẽ bị giảm đi ở cuối frame. Hình vẽ cũng chỉ ra SNR hiệu dụng của symbol thứ nhất, thứ 4, thứ 16, thứ 64 khi chỉ có bù kênh ở đầu của frame. Chỉ tiêu kỹ thuật của điều chế vi sai sẽ tương tự với SNR của symbol đầu tiên, vì sự quay pha sẽ được sửa cho mỗi symbol. Hình 4.10.h: SNR hiệu dụng cho QAM kết hợp có lệch tần số. SNR hiệu dụng cho các symbol thứ nhất, thứ 4, thứ 16 và thứ 64 với cân bằng kênh chỉ ở đầu frame. Đã có nhiều kỹ thuật được phát triển để đo và theo dõi độ lệch tần số. CÁc tài liệu cũng nói rằng độ chính xác tàn số phải được duy trì trong giới hạn 2-4% để phòng ngừa tổn hao chỉ tiêu đáng kể. Trong môi trường di động nhiều người sử dụng vấn đề còn xấu hơn nữa vì sự truyền từ mỗi người sử dụng có thể có độ lệch tần số khác nhau. Nếu mọi người được đồng bộ tốt với trạm gốc thì vẫn có độ lệch tàn số với nhau đáng kể đối với họ do độ lệch Doppler. Độ lệch tần trong kết nối OFDM một người sử dụng không phải là vấn đề quan trọng vì nó có thể được bù với sự gia tăng tối thiểu độ phức tạp của máy thu. Tuy nhiên trong trường hợp nhiều người sử dụng không có cách dễ dàng để sửa chữa các lỗi tần số. PhẦn 2: Ứng dỤng cỦa điỀu chẾ OFDM trong kỸ thuẬt viỄn thông I.1. Ghép kênh theo tần số trực giao OFDM Như đã trình bày ta thấy OFDM là một công nghệ điều chế vô tuyến khác với CDMA. Nó có thể vượt qua CDMA về mặt dung lượng và cung cấp phương pháp truy nhập vô tuyến cho hệ thống 4G. OFDM là sơ đồ điều chế cho phép dữ liệu số được truyền hiệu quả và tin cậy qua kênh vô tuyến, thậm chí trong môi trường multipath. OFDM truyền dữ liệu bằng cách dùng một số lớn các sóng mang dãi hẹp. CÁc sóng mang này được đặt cách nhau đều đặn theo tần số, tạo thành một khối phổ. Khoảng cách tần số và đồng bộ thời gian của các sóng mang được chọn sao cho chúng là trực giao nghĩa là chúng không can nhiễu (interference) với nhau, mặc dù có thể chồng lấp nhau trong miền tần số. Tên gọi "OFDM" được rút ra từ yếu tố là dữ liệu số được gửi đi khi dùng nhiều sóng mang, mỗi cái có tần số khác nhau (Ghép kênh theo tần số FDM) và các sóng mang này trực giao với nhau, vì vậy tạo thành OFDM. Dưới đây là một số ứng dụng của OFDM. 5.1.1. Quảng bá Audio số DAB (DIGITAL AUDIO BROADCASTING) DAB là hệ thống thương mại đầu tiên dùng công nghệ OFDM. Nó được phát triển đầu tiên vào năm 1987 và các dịch vụ DAB đã được bắt đầu thực hiện ở Anh và Thuỵ Điển vào năm 1995. DAB là sự thay thế cho quảng bá audio FM bằng cách cung cấp các dịch vụ thông tin và audio số chất lượng cao. OFDM được sử dụng cho DAB vì nó chịu đựng được sự lan truyền nhiều đường. Các hệ thống quảng bá thường hoạt động với khoảng cách truyền rất bài (20-100km). Hậu quả là multipath là vấn đề chủ yếu vì nó gây ra hiện tượng chồng tiếng (Ghoshting) khi truyền. Hiện tượng này gây can nhiễu giữa các symbol ISI làm nhoè tín hiệu miền thời gian. Đối với sóng mang đơn thường có thể giảm bước ảnh hưởng của ISI làm nhờ dùng cân bằng thích nghi. Quá trình này dùng lọc thích nghi để tiêm cận hoá đáp tuyến xung của kênh vô tuyến. Sau đó một bộ lọc có đáp tuyến ngược với đáp tuyến kênh được sử dụng để bù lại các bản sao bị nhoè của bit symbol. Tuy nhiên quá trình này thì phức tạp và chậm do thời gian bám (locking time) của bộ cân bằng thích nghi. Hơn nữa việc cân bằng các tín hiệu chịu ISI lớn hơn vài lần chu kỳ symbol là khó thực hiện. OFDM khắc phục ảnh hưởng multipath bằng cách chia nhỏ tín hiệu cho nhiều sóng mang dải hẹp. Điều này dẫn đến tốc độ symbol thấp hơn giảm giá trị với ISI. Ngoài ra, khoảng bảo vệ được bổ sung ở vào đầu của mỗi symbol, loại bỏ ảnh hưởng của ISI cho các tín hiệu multipath bị trễ nhỏ khoảng bảo vệ. Sự chịu đựng cao với multipath làm cho OFDM thích hợp hơn với truyền dữ liệu tốc độ cao trong môi trường mặt đất so với truyền sóng mang đơn. Tham số Mode truyền I II III IV Băng thông 1.536Mhz 1.536Mhz 1.536Mhz 1.536Mhz Điều chế DQPSK DQPSK DQPSK DQPSK Dải tần số (Thu di động) Số tải phụ 1536 384 192 768 Độ rộng symbol 1000mS 250mS 125m 500mS Khoảng bảo vệ 246mS 62mS 31mS 123mS Độ rộng symbol toàn phần 1246mS 312mS 156mS 623mS Khoảng cách lớn nhất giữa máy phát trong mạng tần số SFN 96km 24km 12km 48km Bảng 5.1.1. Các tham số truyền DAB cho mỗi made truyền Bảng 5.1.1. Biểu diễn các tham số hệ thống của DAB. DAB có bốn mode truyền. Tần số phát, tốc độ máy thu và độ chịu đựng multipath cần thiết, tất cả xác định mode truyền thích hợp nhất cần sử dụng. Độ lệch Doppler có thể bị gây ra bởi sự thay đổi nhanh trong đáp tuyến kênh do sự chuyển dịch của máy thu trong môi trường multipath. Nó dẫn đến điều chế tần số ngẫu nhiên trong các tải phụ OFDM, làm giảm tín hiệu. Giá trị độ lệch Doppler tỉ lệ với tần số truyền và tốc độ dịch chuyển. Các tải phụ được đặt càng gần nhau bao nhiêu, tín hiệu OFDM càng nhạy cảm với độ lệch Doppler bấy nhiêu. Do vậy các Mode truyền khác nhau trong DAB cho phép dung hòa giữa giá trị bảo vệ multipath (độ dài khoảng bảo vệ) và độ dung sai độ lệch Doppler. Độ dung sai Mutipath cao của OFDM cho phép dùng mạng đơn thuần SFN (Single Frequency Network). Mạng này dùng các Repeater truyền để cung cấp vùng phủ sóng hoàn thiện và hiệu quả phổ. Đối với quảng bá FM truyền thống. Các thành phố cạnh nhau phải dùng các tần số RF khác nhau thậm chí cho cùng một trạm vô tuyến để phòng ngừa multipath gây ra bởi sự quảng bá cùng một tín hiệu từ một miền phủ sóng cần thiết là có thể, loại bỏ nhau cần phải có các tần số khác nhau được sử dụng trong miền cạnh nhau. Công suất dữ liệu của DAB thay đổi từ 0.6 - 0.8Mb/s phụ thuộc vào giá trị sửa lỗi tiến FEC (Forward Error Correction) được áp dụng. Payload dữ liệu này cho phép quảng bá nhiều kênh như một phần của khối truyền dẫn. Số kênh Audio là thay đổi phụ thuộc vào chất lượng Audio và giá trị FEC được sử dụng để bảo vệ tín hiệu. Đối với Audio chất lượng thoại (24kb/s) thì tới 64 kênh audio có thể được cung cấp, trong khi đối với audio chất lượng CD (256kb/s) với bảo vệ cực đại ba kênh là có thể. 5.1.2. Quảng bá video số DVB (DIGITAL VIDEO BROADCASTING) Việc phát triển các tiêu chuẩn dVB được khởi đầu vào năm 1993. DVB là sơ đồ truyền, dựa trên tiêu chuẩn MPEG-2, là một phương pháp phân phối từ một điểm tới nhiều điểm video và audio số chất lượng cao có nén. Nó là sự thay thế có tăng cường tiêu chuẩn quảng bá truyền hình tương tự vì DVB cung cấp phương thức truyền dẫn linh hoạt để phân phối video, audio và các dịch vụ dữ liệu. Các tiêu chuẩn DVB xác định rõ cơ cấu phân phối cho một phạm vi rộng các ứng dụng, bao gồm truyền hình vệ tinh (DVB-S), các hệ thống cáp (DVB-C) và truyền mặt đất (DVB-T). Lớp vật lý của mỗi một trong các tiêu chuẩn này được tối ưu cho kênh truyền đang được sử dụng. Quảng bá vệ tinh dùng truyền sóng mang đơn với điều chế QPSK. Chúng là tối ưu cho ứng dụng này vì sóng mang đơn cho phép độ dịch Doppler lớn, QPSK cho phép hiệu suất năng lượng cực đại. Tuy nhiên phương pháp truyền này không thích hợp cho truyền mặt đất vì multipath làm giảm nghiêm trọng chỉ tiêu kỹ thuật của truyền sóng mang đơn tốc độ cao. Vì lý do này, OFDM đã được sử dụng cho tiêu chuẩn truyền hình mặt đất DVB-T. Lớp vật lý DVB-T thì tương tự với DAB, trong đó truyền OFDM dùng một số lớn các tải phụ để làm ảnh hưởng cảu multipath. DVB-T cho phép hai mode truyền phụ thuộc vào số sóng mang được sử dụng. Tham số Mode 2k Mode 8k Số tải phụ 1705 6817 Độ rộng Symbol có ích (Tu) 896mS 224mS Khoảng cách sóng mang (1/Tu) 1116 Hz 4464 Mhz Băng thông 7.61 Mhz 7.61 Mhz Bảng 5.1.2. Mô tả các tham số cơ bản của hai mode này. Quảng bá vệ tinh dùng truyền sóng mang đơn với điều chế QPSK. Chúng là tối ưu cho ứng dụng này vì sóng mang đơn cho phép độ dịch Doppler lớn, QPSK cho phép hiệu suất năng lượng cực đại. Tuy nhiên phương pháp truyền này không thích hợp cho truyền mặt đất vì multipath làm giảm nghiêm trọng chỉ tiêu kỹ thuật của truyền sóng mang đơn tốc độ cao. Vì lý do này, OFDM đã được sử dụng cho tiêu chuẩn truyền hình mặt đất DVB-T. Lớp vật lý của DVB-T thì tương tự với dAB, trong đó truyền OFDM dùng một số lớn các tải phụ để làm giảm ảnh hưởng của multipath. DVB-T cho phép hai mode truyền phụ thuộc vào số sóng mang được sử dụng. Sự khác nhau cơ bản giữa DVB-T và DAB là băng thông rộng hơn được sử dụng và dùng các sơ đồ điều chế cao hơn để đạt được công suất dữ liệu cao hơn. DVB - T cho phép ba sơ dồ điều chế tải phụ: QPSK, 16_QAM và 64 QAM là một phạm vi rộng các độ dài khoảng bảo vệ và tỉ lệ mã. Điều này cho phép tính mạnh khoẻ của kết nối truyền được dung hoà ở giá đắt của thông lượng kết nối. Bảng 5.1.2.b chỉ ra tốc độ dữ liệu và tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR cần thiết cho một số liên hợp truyền. DVB-T là kết nối không thuận nghịch do bản chất quảng bá của nó. Như vậy sự lựa chọn bất kỳ về tốc độ dữ liệu theo tính mạnh khoẻ thì ảnh hưởng tới tất cả các máy thu. Nếu mục đích hệ thống là đạt độ tin cậy cao thì tốc độ dữ liệu phải thấp hơn để đáp ứng các điều kiện của máy thu xấu nhất. Ảnh hưởng này hạn chế ích lợi của bản chất linh hoạt tiêu chuẩn. Điều chếtải phụ Tỉ lệ mã SNR cho BER = 2x10-4 sauviterbi (DB) Tốc độ bit (Mb/s)Khoảng bảo vệ Kênh Gauss Kênh Rayleigh QPSK 1/2 3.1 5.4 4.98 6.03 QPSK 7/8 7.7 16.3 8.71 10.56 16-QAM 1/2 8.8 11.2 9.95 12.06 16-QAM 7/8 13.9 22.8 17.42 21.11 64-QAM 1/2 14.4 16.0 14.93 18.10 64-QAM 7/8 20.1 27.9 26.13 31.67 Bảng 5.1.2.b: Tỉ số tín hiệu/nhiễu cần thiết và tốc độ bit net để chọn lọc các liên hợp điều chế cho mã DVB I.2. Tiêu chuẩn OFDM DVB-T OFDM DVB-T là tiêu chuẩn phát sóng truyền hình số mặt đất được tổ chức DVB (Digital Video Broadcasting) của Châu Âu đưa ra vào năm 1997. Hiện nay tiêu chuẩn này đã được hầu hết các nước Châu Âu và nhiều nước khác trên thế giới thừa nhận. Năm 2001 Đài truyền hình Việt Nam đã quyết định chọn nó làm tiêu chuẩn để phát sóng truyền hình mặt đất cho Việt Nam trong những năm tới. A. Phân chia kênh truyền cả thời gian lẫn tần số: - Miền tần số được phân thành một tập hợp "Các băng tần con" (Các dãi tần hẹp Frequency Sub-band). Miền thời gian được phân thành một tập hợp "Các khoảng thời gian nhỏ" gần kề nhau (time segment). Mỗi phần tần số /thời gian được sử dụng để tải một sóng mang con riêng (tải phụ carrier). I. Các tải phụ này trực giao để tránh can nhiễu giữa các sóng mang (khoảng cách tần số trực giao là 1/Tu với Tu là chu kỳ symbol có ích). Trong mỗi chu kỳ thời gian các tải phụ điều chế với vài bit dữ liệu đã mã hóa. Số bit được truyền phụ thuộc vào loại điều chế được sử dụng (ví dụ như 2 bit với 4 QAM, $bit với 16QAM, 6 bit với 16 QAM...) tập hợp các tải phụ trong một khoảng thời gian được gọi là một symbol OFDM...). II. ĐẶt vào khoảng bảo vệ để giải quyết can nhiễu giữa các symbol. Để triệt sóng phản xạ từ xa thì độ dài khoảng bảo vệ càng lớn càng tốt vì khoảng bảo vệ có thể tính theo công thức: D = C.Tg Với Tg là độ dài khoảng bảo vệ (mS) C là tốc độ ánh sáng Ví dụ trong model 8K, chu kỳ symbol có ích Tu = 896mS, độ dài lớn nhất của khoảng bảo vệ là Tg = Tu/4 = 224mS tương ứng với khoảng cách phản xạ lớn nhất: d = c.Tg = 3.108x224.106 = 67.200m » 67,2km Tuy nhiên khoảng bảo vệ lớn làm khoảng thời gian dành cho tín hiệu có ích bị giảm, giảm dung lượng truyền tín hiệu có ích của kênh. Trong chu kỳ bảo vệ, máy thu làm ngơ tín hiệu thu được: chu kỳ thời gian này làm tổ hợp OFDM hiện đại (tín hiệu chính) các tín hiệu phản xạ bị giữ chậm của OFDM trước đó. Vì các mã bảo hiểm lỗi thông thường không có khả năng sửa các lỗi bit dài (các bust lỗi) người ta thực hiện việc chèn theo tần số (Frequency interleaving). Các bit không được ánh xạ vào các sóng mang theo thứ tự tuần tự mà được xáo trộn theo một trình tự xác định. Nhờ vậy nếu có lỗi thì các thông tin về một tín hiệu không bị mất nhiều mà chỉ mất một phần. Máy thu sẽ khôi phục lại tin nhờ phần còn lại của nó sau khi giải xáo trộn. Như vậy trong tiêu chuẩn DVB-T OFDM, việc chèn cả trong miền thời gian và tần số. Điều này cũng tương tự như việc: để giải quyết fading tần số xảy ra trên các tần số phụ cạnh nhau, người ta trải rộng các bit dữ liệu cạnh nhau trên các tải con cách xa nhau. Trình tự điều chế OFDM này được thực hiện như miêu tả trong tiêu chuẩn DVB-T. CÁc kênh tần số độ rộng 6,7 hoặc 8Mhz được sử dụng để quảng bá tín hiệu truyền hình đều có thể áp dụng tiêu chuẩn này. III. Cài vào tín hiệu phụ để máy thu có thể giải điều chế đúng, người ta phát các tải phụ gọi là các pilot, được phát cách đều nhau, theo một trình tự nhất định với biên độ lớn hơn thông thường. Chúng còn được gọi là các dấu đồng bộ kênh hoặc các pilot. * Có các loại tín hiệu phụ sau: * Các tải phụ TPS (transmission parameter signalling) là các thông tin điều khiển, có một bit TPS trong một symbol OFDM. Một khối TPS (tương ứng một Frame OFDM gồm 68 symbol OFDM) chứa 68 bit được xác định như sau: + 1 bit khở đầu + 16 bit đồng bộ + 37 bit thông tin + 14 bit dư cho bảo hiểm lỗi Trong số 37 bit thông tin, 23 bit đã được sử dụng còn 14 bit dùng cho tương lai (phải đặt bằng không). TPS mang thông tin về: + Điều chế, gồm giá trị của giản đồ chòm sao QAM. + Thông tin đã mã hoá theo lớp + Khoảng bảo vệ (hỗ trợ ban đầu cho máy thu) + Tỉ lệ mã trong + Mode truyền (2K hoặc 8K, hỗ trợ ban đầu cho máy thu) + SỐ frame trong super - frame 9 khi truyền trong mạng (SFN). * Các tín hiệu pilot cần cho quá trình giải điều chế kết hợp QAM. Tín hiệu pilot được truyền theo thời gian và tần số trong tín hiệu OFDM (biên độ và pha đã biết, không phải ngẫu nhiên). Có hai loại pilot: + Pilot liên tục được truyền ngẫu nhiên trong từng symbol OFDM và được tải bởi các tải phụ có trong tất cả các symbol. Nó được dùng để đồng bộ và đánh giá lỗi pha. + Pilot được phân tán được truyền đều theo thời gian và tần số qua các symbol OFDM, cho phép đánh giá các đặc trưng kênh bằng các nội suy về thời gian và tần số. Do vậy, những thay đổi do phản xạ từ các vật cố định và di động hoặc suy giảm (do nhiễu) có thể được giải quyết. Nội suy theo thời gian giữa các pilot phân tán cho phép thu di động (trong trường hợp cường độ trường đủ lớn) Điều này được sử dụng khi dùng bộ cân bằng kênh. * Mode 2K và 8K Để giảm nhỏ ảnh hưởng không bằng phẳng của kênh thì càng dùng nhiều sóng mang càng tốt. Tuy nhiên khi số sóng mang nhiều, mạch sẽ phức tạp. Trong giai đoạn đầu khi công nghệ chế tạo chip chưa hoàn thiện các chip giải điều chế còn đắt, người ta thường dùng mode 2K (số sóng mang ít). - Ưu điểm của mode 2K: Công nghệ chế tạo IC đơn giản rẻ. - Nhược điểm: Không khắc phục tốt nhược điểm của kênh, độ dài khoảng bảo vệ ngắn nên không triệt được phản xạ ở khoảng cách xa. Tuy nhiên mode 2K cho phép đạt tốc độ cao hơn khi thụ động vì khoảng cách giữa các sóng mang xa hơn, tần số Doppler chịu được cao hơn. Ví dụ như: Tần số thực tế khi thiết bị thu đặt trên con tàu đang chuyển động là: ® Tàu đi tới trạm phát ® Tàu rời khỏi phía trạm phát Độ dịch Doppler Trong đó: f là tần số chính, F: Tần số quan sát (hoặc tần số thực tế) Vt- Vận tốc tàu VS- Tốc độ âm thanh (không đổi), hoặc tốc độ ánh sáng với sóng vô tuyến (c = 3.108). q Góc giữa hướng động tàu và trạm phát. Độ dịch Doppler phải nằm trong dung sai tần số (f) cho phép của máy thu. Với mode 2K, khoảng cách giữa các sóng mang lớn hơn (4464Hz) nên dung sai tần số cho phép lớn hơn so với mode 8K (có khoảng cách giữa các sóng mang là 1116 Hz). Mode 2K thích hợp cho hoạt động máy phát đơn và các mạng SFN nhỏ so với khoảng cách giữa các máy khác là hạn chế. Mode 8K thích hợp cho cả hoạt động máy phát đơn và cho các mạng SFN nhỏ và lớn. I.3. Các bước chính thực hiện chuẩn này như sau I.3.1. Các hệ thống quảng bá truyền hình số Thường thường một máy phát trên vệ tinh chỉ có thể truyền tài một chương trình truyền hình tương tự. Nếu sử dụng kỹ thuật nén dải tần số thì một bộ chuyển phát trên vệ tinh có thể đồng thời truyền tải 4-8 hay 16... chương trình truyền hình khác nhau. Việc phát chương trình quảng bá truyền hình số (digital video broadcasting DVB) chủ yếu sử dụng tiêu chuẩn nén MPEG-2 hình, biên mã âm thanh và số liệu; sử dụng phương thức mã số MPEG-2; nó có phương thức sửa mã sai; căn cứ vào các chương trình multimedia, sẽ chọn lựa các phương thức điều chế tương ứng và biên mã của các đường thông tin. Sau khi xác định các tiêu chuẩn của phát truyền hình số DVB, do các sự truyền tải Multimedia khác nhau, lĩnh vực ứng dụng khác nhau nên DVB đã được tổ chức và phân chia thành vài hệ thống, cụ thể là hệ thống quảng bá truyền hình số vệ tinh DVB-S (satellite); hệ thống quảng bá truyền hình số hữu tuyến DVB-C (cable); hệ thống quảng bá truyền hình số trên trái đất DVB-T (terrestria); hệ thống quảng bá truyền hình số vi ba DVB - M (microwave); hệ thống quảng bá truyền hình số theo mạng tương tác DVB - I (interface); hệ thống truyền hình số DVB - CS (community system)... I.3.2. Hệ thống quảng bá truyền hình số vệ tinh DVB - S Bộ mã hoá MPEG Bộ mã hoá MPEG Bộ mã hoá MPEG Bộ trộn nhiều đường Bộ điều chế QPSK Bộ đổi tần lên Phát lên vệ tinh H I.3.2. Sơ đồ khối hệ thống quảng bá truyền hình số vệ tinh Nguyên lý quảng bá truyền hìn hsố vệ tinh trình bày ở hình I.3.2. Thông tin âm tần và thị tần và các tín hiệu số trước tiên sẽ đi qua bộ nén biên mã số MPEG 2 (ENC) tiến hành việc nén biên mã, tín hiệu truyền hình số với tốc độ trên 200 Mb/s được nén xuống còn 6Mb/s, dòng số liệu MPEG2 bị nén nhiều đường sẽ được đưa vào bộ trộn nhiều đường số tiến hành việc trộn, ở ngõ ra sẽ nhận được dòng mã MPEG2 có tốc độ càng cao hơn. Căn cứ vào yêu cầu của tác giả các chương trình, các chương trình truyền hình cần truyền tải sẽ được thực hiện việc mã hoá, sau đó dòng số liệu MPEG2 được đưa vào bộ điều chế số QPSK. Cuối cùng tiến hành biến tần, tín hiệu QPSK bị điều chế tới trung tâm IF, đạt tới tần số vi ba cần thiết của dãi sóng C hoặc KU, thông qua anten phát tiến hành phát xạ lên truyền hình vệ tinh. Sơ đồ khối của hệ thống thu truyền hình số vệ tinh như hình I.3.3. Tín hiệu vệ tinh qua bộ biến tần LNB, máy thu vệ tinh số IRD (integrated receiver coder) sẽ tiến hành việc giải điều chế QPSK, giải mã đưa ra tín hiệu âm tần và thị tần, nếu dùng đầu nối thu CATV ở trước thì mạng truyền hình hữu tuyến có thể được chia thành phương thức truyền tải tương tự và phương thức truyền tải số (như hình 3.28). Trong phương thức truyền tải tương tự thì số đường truyền đạt và số lượng máy thu bằng nhau, do tín hiệu đầu ra của máy thu vệ tinh số IRD là AV cho nên cần phải dùng các bộ điều chế tương tự với các kênh tần khác nhau để truyền tải tín hiệu tới hộ dùng. Để có thể truyền tải số trong mạng truyền hình hữu tuyến tín hiệu cần phải qua bộ chuyển đổi điều chế số, sau khi biến tần ở cao tần thì trung tần tín hiệu điều chế QPSK sẽ chuyển đổi thành tín hiệu điều chế QAM. Do tín hiệu qua biến tần như trên nên hoặc sẽ được đưa vào trong mạng truyền hình hữu tuyến hoặc sẽ đi qua hệ vi ba nhiều đường MMDS để phát tới hộ dùng. I.3.3. Hệ thống quảng bá truyền hình số hữu tuyến DVB-C Bộ biến tần Tivithông thường Máy thu vệ tinh số H I.3.4. Sơ đồ khối hệ thống thu truyền hình số Máy thu vệ tinh số Tín hiệu từ vệ tinh Bộ giải điều chế số Máy thu vệ tinh số Tín hiệu từ vệ tinh Bộ giải điều chế số Máy thu vệ tinh số Tín hiệu từ vệ tinh Bộ giải điều chế số Bộ trộn Máy phát MMDS Mạng hữu tuyến Hình I.3.4. Sơ đồ khối hệ thống truyền hình số hữu tuyến @ Tất cả các đài phát của mạng phát xạ dVB-T thông qua hệ thống định vị toàn cầu GPS (global positioning system) được khoá ở một tần số chính xác làm cho tất cả các máy phát sử dụng ở cùng một tần số và được phát trong cùng một thời gian. Nguyên lý của hệ thống này như trình bày ở hình I.3.5. Tín hiệu truyền số sau khi được xử lý bởi bộ OFDM có thể được qua bộ điều chế QPSK hoặc QAM, biến tần và đưa ra anten phát.  PhỤ lỤc Bảng chú thích các từ viết tắt 2G Second Generation mobile phone system (GSM, IS-95) 3G Third Generation mobile phone system 4G Fourth Generation mobile phone system AC Alternating Current (Frequency above 0 Hz) ADSL Asymmetric Digital Subscriber Line Alpha Path loss exponent (rate of path loss change with distance) AM Amplitude Modulation APR Access Point Repeater ASK Amplitude Shift Keying AWGN Additive White Gaussian Noise b/s/Hz Bits per second per hertz (unit of spectral efficiency) BER Bit Error Rate Bps Bits per second BPSK Binary Phase Shift Keying BS Base Station CD Compact Disc CDMA Code Division Multiple Access CF Crest Factor (peak to average power ratio of the RF envelope) DAB Digital Audio Broadcasting Db Decibel (ration in log scale) DBc Decibel relative to main signal power dBm Decibel relative to 1 milliwatt DC Direct Current (0 Hz) DDS Direct Digital Synthesiser DFT Discrete Fourier Transform DMT Discrete Multi-Tone DPSK Differential Phase Shift Keying DSBSC Double Side Band Suppressed Carrier DS-CDMA Direct Sequence Code Division Multiple Access DSP Digital Signal Processing DSSS Direct Sequence Spread Spectrum DVB Digital Video Broadcasting DVB-C Digital Video Broadcasting - Cable DVB-S Digital Video Broadcasting - Satellite DVB-T Digital Video Broadcasting - Terrestrial EBNR Energy per Bit to Noise Ratio FDM Frequency Division Multiplexing FEC Forward Error Correction FFT Fast Fourier Transform FIR Finite Impulse Response (digital filter) FM Frequency Modulation Fs Sample Frequency FSK Frequency Shift Keying GA Genetic Algorithm GHz Gigahertz - 10^9 Hz GMSK Gaussian Minimum Shift Keying GSM Global System for Mobile communications HDTV High Definition Television High Performance Radio Local Area Network, WLAN standard (Europe) HiperLan2 Based on OFDM, with a maximum data rate of 54 Mbps. Similar to IEEE802.11a. Hz Hertz (cycles per second) ICI Inter-Carrier Interference IEEE802.11a. WLAN standard (U.S.) based on OFDM, with a maximum data rate 0f 54 Mbps. Similar to HiperLAN2 IEEE802.11b WLAN standard (U.S) based on DSSS, with a maximum data rate of 11 Mbps IF Intermediate Frequency IFFT Inverse Fast Fourier Transform IMD Inter-Modulation Distortion IQ Inphase Quadrature ISI Inter-symbol Interference ISM Industrial Scientific Medical IS-95 Mobile phone standard using CDMA transmission method JCU Kelvin Kbps Kilo bits per second (10^3 bps) kHz Kilohertz - 10^3 Hz Km Kilometer (10^3 m) l Lambda - Rf wavelength LO Local Oscillator LOS Line Of Sight M Metre Mbps Mega bits per second (10^6 bps) MHz Megahertz - 10^6 Hz MPEG Moving Picture Experts Group (video compression standard) NF Receiver Noise Figure OBO Output power BackOff OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing PAPR Peak to Average Power Ratio PC Personal Computer PDA Personal Digital Assistant p Pi (3. 14159265...) PLL Phase Locked Loop PM Phase Modulation PRC Peak Reduction Carriers PRS Pseudo Random Sequence PSK Phase Shift Keying QAM Quadrature Amplitude Modulation QOS Quality Of Service QPSK Quadrature Phase Shift Keying RAKE Multiple tap multipath equalisation for CDMA RC Raised Cosine (Guard Period) RF Radio Frequency RMS Root Mean Squared SFN Single Frequency Network SHARC Super Harvard ARChitecture, Digital Signal Processor by Analog Devices) SIR Signal to Interference Ratio SNR Signal to Noise Ratio SSB Single Side Band SSPA Solid State Power Amplifier TDM Time Division Multiplexing TDMA Time Division Multiple Access TWTA Travelling Wave Tube Amplifier mm Micrometre (10^-6m) UMTS Universal Mobile Telecommunications System ms Microsecond (10^-6s) VSB Vestigal Side Band W Watt (energy per unit time, one joule per second) W-CDMA Wide-band Code Division Multiple Access WLAN Wireless Local Area Network WLL Wireless Local Loop KẾT LUẬN OFDM là công nghệ cho phép ghép kênh tiết kiệm phổ hơn. Chúng ta biết rằng tín hiệu truyền trên kênh truyền mặt đất bị ảnh hưởng của rất nhiều hiệu ứng như: nhiễu xung, fading, nhiễu kênh kề, nhiễu kêng chung trễ lan truyền đa đường... nhưng vấn đề quan tâm nhất là ảnh hưởng của các tín hiệu trễ lên tín hiệu gốc dây giao thoa ký hiệu ISI. Trễ này tạo ra do sự lan truyền hteo nhiều đường của tín hiệu trên mặt đất, ảnh hưởng của trễ đến chất lượng tín hiệu thu càng mạnh khi trễ biến đổi nhanh. Đối với hệ thống truyền hình tương tự cũng như một hệ thống thông tin, các máy phát cạnh nhau dùng chung một tần số là một vấn đề vô cùng khó khăn. Vì vậy các hệ thống cần có sự quy hoạch tần số cẩn thận cũng như các phương án tái sử dụng tần số. Mạng đơn tần SFN là mạng gồm nhiều máy phát động trên một tần số và phát cùng một nội dung. Mỗi máy phát trong một mạng SFN sẽ tuân theo quy tắc sau: - Phát cùng một tần số. - Phát cùng một lúc - Phát cùng một dữ liệu Như vậy một điểm thu tại biên vùng phủ sóng sẽ thu được nhiều tín hiệu từ các trạm phát khác nhau và bộ thu sẽ coi các tín hiệu này như các trễ nhân tạo. Vậy mạng SFN dùng OFDM là khả thi vì OFDM có thể giải quyết được các vấn đề thu nhiều đường. Ứng dụng của SNF tạo một bước đột phá trong công nghệ phát sóng truyền hình, đó là một phạm vi rộng lớn có thể triển khai mạng dày đặc các máy phát hoạt động cùng tần số. Trong khi tài nguyên tần số tăng UHF/VHF ngày càng hạn hẹp thì triển khai SFN mang lại lợi ích vô cùng lớn. Hiện nay công nghệ OFDM đã và đang được nghiên cứu ứng dụng trong lĩnh vực thông tin vô tuyến. Công nghệ này là lựa chọn kết hợp giữa các phương pháp điều chế cổ điển và các phương pháp đa truy cập vô tuyến ứng dụng của OFDM sẽ dành cho mạch vòng vô tuyến nội hạt, Lan vô tuyến, dịch vụ truyền thông cá nhân tế bào. Các hệ thống đa truy cập dựa trên OFDM như OFDM-TAMA và MC-CDMA đang được xem xét tới như một thế hệ tiếp theo của hệ thống vô tuyến nhiều người sử dụng. Tài liệu tham khảo 1. OFDM For Wireless multimedia communications-Richard Van Nee & Ramjee Prasad. 2. ETSI EN 300744. Digital Video Broadcasting (DVB); Frame structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television 3. Digital Video Broadcasting. The international Standard for Digital Television 4. Digital Broadcasting Seminar, Hanoi 21 july 2003 (ROHDE & SCHWARZ). 5 DVB’S Comments to the Submission for the ANATEL CONSULTA PúBLICA N0.291 – BRASILIAN DIGITAL TERRESTRIAL TELEVISION (DTV) SYSTEM. 6. The How and why of COFDM, J.H. Stott, BBC Research and Development MỤC LỤC